碼片
- 基于并行架構(gòu)的寬帶擴頻信號捕獲技術(shù)研究
，會出現(xiàn)即使偽碼碼片對齊相干積分結(jié)果也無法出現(xiàn)最大峰值的情況，而且過大的載波多普勒會產(chǎn)生偽碼多普勒，使得在駐留時間內(nèi)偽碼碼片會產(chǎn)生較大的偏移，從而導(dǎo)致本地碼與接收碼無法對齊，擴頻碼無法解擴，致使捕獲失敗[20]。因此下變頻模塊對載波多普勒搜索范圍進行分段，使得每段搜索范圍內(nèi)的載波多普勒不會產(chǎn)生大于半個碼片的偽碼多普勒，同時保證相干積分結(jié)果會出現(xiàn)峰值，本節(jié)也會分析載波多普勒和偽碼多普勒對偽碼捕獲的影響。并行下變頻模塊用到了并行載波NCO。本地載波NCO的采樣
計算機測量與控制 2023年2期2023-03-04
- 衛(wèi)星擴頻測控基帶系統(tǒng)設(shè)計
能超過0.5 個碼片，因此碼相位的搜索數(shù)目至少為2 046 個，遠多于需要搜索的頻點數(shù)目，因此采用了并行碼相位捕獲。并行碼相位二維捕獲算法結(jié)構(gòu)如圖3 所示，通過載波NCO 實現(xiàn)對不同頻偏的遍歷，對信號和擴頻碼的FFT 結(jié)果相乘，對相乘結(jié)果進行IFFT 并取模值，可一次性求得所有碼相位的相關(guān)值，取相關(guān)值最大值與判決門限比較，判定是否捕獲成功。根據(jù)衛(wèi)星軌道與頻率可推算測控系統(tǒng)多普勒頻偏范圍以控制頻率搜索范圍，減少非必要搜索，提高捕獲速度。圖3 并行碼相位二維捕
電子技術(shù)應(yīng)用 2022年9期2022-10-20
- 融合壓縮采樣與深度神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的直接序列擴頻參數(shù)估計*
神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)理論，以碼片周期與碼元周期參數(shù)估計為例，提出了DSSS信號參數(shù)估計的新方法：首先通過神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)中首層卷積層的線性運算和下采樣對DSSS信號進行壓縮采樣設(shè)計，而后使用殘差模塊部分對壓縮采樣數(shù)據(jù)進行特征提取，最后神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)中的全連接層對提取到的信息進行整合，得到參數(shù)估計結(jié)果。本文所提出方法具有以下的創(chuàng)新性：一方面，壓縮采樣能夠利用信號冗余性，降低DSSS信號的采樣成本；另一方面，深度神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)能夠在線高效且準確地提取壓縮采樣數(shù)據(jù)中信號的參數(shù)特征。本文將壓縮采
電訊技術(shù) 2022年9期2022-09-28
- 基于非等量采樣的偽碼同步技術(shù)研究
也只能達到1/2碼片寬度。匹配濾波法是將本地PN碼作為濾波器的抽頭系數(shù),當接收信號經(jīng)過濾波時,若接收信號與濾波器的PN碼相位一致,則會產(chǎn)生一個尖峰脈沖,利用門限檢測出尖峰脈沖,即可作為同步指示信號。匹配濾波的優(yōu)點是建立同步時間短,但由于實際硬件資源的限制,抽頭系數(shù)不能太長。雖然這些方法都能實現(xiàn)同步,但是忽略了數(shù)字通信系統(tǒng)的采樣過程會惡化PN碼同步精度。1995年Cheng等在分析全數(shù)字數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換跟蹤環(huán)時指出,當采樣速率與碼片速率之比(簡稱采樣比)為整數(shù)時,同
系統(tǒng)工程與電子技術(shù) 2022年4期2022-04-07
- 帶殘余頻偏的QPSK-DSSS信號參數(shù)盲估計
SSS 信號偽碼碼片速率的估計。1986年W.A.Gardner提出循環(huán)譜密度函數(shù)的概念，并推導(dǎo)了常用的模擬調(diào)制和數(shù)字調(diào)制信號的循環(huán)譜［7-9］。循環(huán)譜密度函數(shù)含有功率譜中不存在的表征信號特征的譜線。而高斯噪聲不具備任何循環(huán)特征，故其在循環(huán)頻率軸上沒有譜線輸出，因此利用循環(huán)譜理論對信號的載頻和偽碼碼片速率進行估計可以很好地抑制噪聲對估計性能的影響。文獻［10］根據(jù)BPSK-DSSS 的二階循環(huán)平穩(wěn)特性，利用循環(huán)譜在非零循環(huán)頻率截面譜峰的位置和幅值大小對信號
信號處理 2022年2期2022-03-07
- 常見擴頻通信技術(shù)性能比較
通過仿真對比相同碼片時間長度下不同擴頻技術(shù)的誤碼率。2 常見擴頻技術(shù)介紹擴頻技術(shù)有許多種，常見的擴頻技術(shù)有直接序列擴頻技術(shù)、Chirp擴頻技術(shù)和BOC擴頻技術(shù)等，本文對這3種技術(shù)進行詳細介紹。2.1 直接序列擴頻技術(shù)直接序列擴頻技術(shù)可以將一位數(shù)據(jù)編碼為多位序列，稱為一個“碼片”。例如，數(shù)據(jù)“0”用碼 片“01100111010”編 碼，數(shù) 據(jù)“1”用 碼 片“10011000101”編碼，數(shù)據(jù)串“010”則編碼為“01100111010”，“1001100
鐵路通信信號工程技術(shù) 2022年2期2022-03-03
- 基于深度學習的陶瓷襯墊碼片識別研究
接件中。陶瓷襯墊碼片識別用于檢測陶瓷襯墊質(zhì)量,提高陶瓷襯墊合格率,是陶瓷焊接生產(chǎn)過程中重要的一環(huán)。陶瓷襯墊如圖1所示。對陶瓷襯墊檢測的研究目前已經(jīng)取得了一些進展,陳涵[2]提出一種改進的Yolo-v3陶質(zhì)襯墊缺陷檢測方法,李強等[3]提出一種基于機器視覺的陶瓷瓦表面裂紋檢測方法,李小磊等[4]提出一種基于滑動濾波和自動區(qū)域生長的陶瓷瓦表面裂紋檢測方法,周飄等[5]等提出一種基于黑塞矩陣濾波的陶瓷瓦表面裂紋檢測方法。近年來,隨著深度學習技術(shù)的發(fā)展,卷積神經(jīng)網(wǎng)
機械制造 2021年5期2021-07-03
- 一種改進的民用GPS異步欺騙技術(shù)*
信號與真實信號的碼片超前滯后問題，導(dǎo)致欺騙起效時間具有不確定性。針對上述問題，本文通過對GPS欺騙問題建模，分析了欺騙信號和真實信號碼片誤差的影響因素，推導(dǎo)了信號參數(shù)對偽碼相關(guān)峰值的影響公式，針對碼片誤差較大情況下提出了多路并發(fā)滑動的方法，并通過碼片誤差滯后擴展解決了碼相位超前滯后模糊問題，與傳統(tǒng)單路滑動技術(shù)對比，具有起效時間更短、欺騙更可靠的特點。1 欺騙問題建模分析1.1 欺騙模型GPS欺騙的基本原理是使接收機解算錯誤的偽距得到錯誤的定位信息。構(gòu)造如圖
電訊技術(shù) 2021年2期2021-02-25
- 基于WiFi散射通信技術(shù)的超低功耗放射源監(jiān)測節(jié)點
據(jù)進行編碼，生成碼片數(shù)據(jù)流，并將碼片數(shù)據(jù)映射為射頻開關(guān)的控制信號，對入射電磁波進行吸收或反射狀態(tài)的切換，從而產(chǎn)生標準WiFi信號[8]。接收機通過通用WiFi接收設(shè)備接收散射節(jié)點散射的WiFi數(shù)據(jù)報文并進行解析，從中提取出所需的傳感器數(shù)據(jù)。圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)2 WiFi散射通信實現(xiàn)WiFi散射通信實現(xiàn)主要包括兩部分內(nèi)容，一是根據(jù)WiFi標準協(xié)議產(chǎn)生擴頻碼片，二是根據(jù)碼片數(shù)據(jù)產(chǎn)生射頻開關(guān)控制信號。2.1 碼片生成根據(jù)IEEE 802.11b協(xié)議，碼片生成需要經(jīng)過
通信電源技術(shù) 2021年16期2021-02-18
- 基于FPGA的北斗三號衛(wèi)星B2a碼發(fā)生器實現(xiàn)
個主碼周期將主碼碼片取反(即與1異或)，其他主碼周期輸出主碼碼片值不變?！凹徏喒に囋O(shè)計與質(zhì)量控制”課程是一門在大學三年級第六學期開設(shè)的課程，學生經(jīng)過紡紗學和新型紡紗學的學習后，有了一定分析和解決問題的能力，這時候?qū)W生離畢業(yè)還有1年時間，他們考慮畢業(yè)后將要從事的工作，因此很重視自己能力的培養(yǎng)，學習的積極性和主動性有所提高，此時， “紡紗工藝設(shè)計與質(zhì)量控制”課程采用案例教學法，可以激發(fā)學生的潛能，能夠培養(yǎng)學生獨立思考和動手能力，提高創(chuàng)新能力和工程實踐能力，培養(yǎng)
網(wǎng)絡(luò)安全與數(shù)據(jù)管理 2020年4期2020-06-04
- 基于相關(guān)移位BOC(n,n)無模糊度捕獲算法
優(yōu)勢，跨度為2個碼片寬度，而且硬件資源消耗很多. ②SCPC(subcarrier phase cancellation)算法[5]：這種方法的思想是本地產(chǎn)生正弦BOC信號和余弦BOC信號分別與接收信號相關(guān)，然后經(jīng)過算法運算處理，以消除捕獲模糊度，但該算法仍存在副峰的影響. ③ASPECT(autocorrelation side-peak cancellation technique)算法[6]：該算法將BOC信號的自相關(guān)和與PRN序列的互相關(guān)進行平方后
北京理工大學學報 2020年3期2020-04-26
- WCDMA新入網(wǎng)用戶盲檢測技術(shù)研究
為QPSK，調(diào)制碼片速率為3.84 Mcps，調(diào)制方式如圖2所示。圖2上行鏈路調(diào)制2 算法檢測性能理論推導(dǎo)利用WCDMA隨機接入前綴擾碼域為已知有限個（8192個）的先驗信息，對隨機接入前綴進行擾碼域的8192路并行解擾，然后對解擾后的擴頻碼進行256次的16 bit積累，最后可由積分器完成與本地擴頻碼的相關(guān)判決。由于擾碼的作用，只有正確解擾的碼片與本地對應(yīng)擴頻碼片相關(guān)才能出現(xiàn)相關(guān)峰。衛(wèi)星接收端一路解擾相關(guān)處理的數(shù)學模型如圖3所示。圖3 一路解擾相關(guān)處理將
航天電子對抗 2020年1期2020-04-13
- 基于射頻信號的轉(zhuǎn)發(fā)式干擾系統(tǒng)仿真模型
截獲信號的載頻、碼片速率等參數(shù)的盲估計[11]。仿真實驗參數(shù)設(shè)置[12]如表1所示。表1 仿真實驗初始參數(shù)設(shè)置2.2 載頻估計圖3 平方倍頻法原理框圖 Fig.3 Square frequency principle diagram進入平方器的射頻信號x(t)可以表示為：x(t)=s(t)+n(t)=Ad(t)cos(2πf0t)+n(t)(1)x(t) 經(jīng)過平方處理，得到y(tǒng)(t) 為：(2)其中，n′(t)滿足：(3)利用平方倍頻法對載頻參數(shù)進行估計，其
探測與控制學報 2019年1期2019-03-19
- 一種長碼導(dǎo)航信號相關(guān)損失評估算法*
，在長偽隨機碼各碼片中心時刻，對低通濾波器輸出的基帶信號數(shù)據(jù)進行抽取并判決。如果抽取值大于0，則判斷取值為+1；如果抽取值小于0，則判斷取值-1。這樣再生出截取導(dǎo)航信號數(shù)據(jù)中所包含的長碼碼片。根據(jù)采樣率、載波中心頻率、已知的短碼碼片和再生的長碼碼片，按QPSK調(diào)制方式，生成一個短偽隨機碼周期的理論導(dǎo)航信號。信號的功率與所截取的實際導(dǎo)航信號一致。用再生的長碼碼片分別與理論導(dǎo)航信號和所截取的實際導(dǎo)航信號進行相關(guān)處理，得到各自的相關(guān)峰值，最后計算長碼的相關(guān)損失。
通信技術(shù) 2018年10期2018-10-15
- 衛(wèi)星導(dǎo)航信號電文加密技術(shù)研究與評估
中插入不可預(yù)測的碼片,之后通過加密算法來驗證接收序列中不可預(yù)測碼片的有效性。3) 導(dǎo)航信息加密(NME):先將導(dǎo)航數(shù)據(jù)進行加密,之后再調(diào)制到擴頻碼上發(fā)射出去。4) 擴頻碼加密(SCE):即對所有衛(wèi)星的擴頻碼進行加密處理,再發(fā)射出去。1.2 NMA和SCA的分析對于更廣泛的民用群體來說,基于NME和SCE的技術(shù)意味著需要更復(fù)雜的接收機架構(gòu),因為需要管理密鑰等操作。因此,NMA和SCA可能更適用,下面主要討論這兩種技術(shù)。1.2.1 NMA與NME和SCE相比,
全球定位系統(tǒng) 2018年3期2018-09-06
- 機載GNSS-R海面風場反演信號處理方法研究
但是機載場景下，碼片延遲環(huán)與機載高度在一個數(shù)量級上，2～3碼片延遲之外的區(qū)域因為遠離鏡面反射點，所以散射功率很弱，傳統(tǒng)的1 ms相干積分、1 000次非相干累加的處理方法使得此區(qū)域?qū)?yīng)的時延功率曲線拖尾在低海況時存在較大噪聲[6]，從而影響了風場反演的精度。針對此問題，本文采研究了相干積分時間的選取，并通過合適的相干積分、非相干累加來提高時延功率曲線拖尾處的信噪比。1 海面風場反演基礎(chǔ)不同風場情況下，海面粗糙度會有所不同，其對GNSS信號的反射效果也會因此
電子設(shè)計工程 2018年7期2018-05-11
- 改進的TMBOC調(diào)制信號閘波相關(guān)鑒相方法
相法，即在偽隨機碼片(Pseudo Random Noise code， PRN)的邊沿接收機生成閘波波形，并將生成的閘波波形與接收信號進行相關(guān)以獲得牽引范圍稍小但抗多徑能力強的方法，在BOC調(diào)制信號中不再完全適用，需要依據(jù)克服模糊鑒相的原則進行改進．文獻[7]分析了BPSK和BOC信號中的閘波異同，并利用最小均方值準則針對不同階數(shù)的BOC信號設(shè)計了閘波相關(guān)方法．文獻[8-9]介紹了針對TMBOC信號和BOC信號設(shè)計雙閘波相關(guān)并相乘的方法，文獻[10]則針
西安電子科技大學學報 2018年2期2018-04-10
- 北斗衛(wèi)星B1頻段信號質(zhì)量時域評估方法
]理論分析了時域碼片做自相關(guān)后，其超前/滯后參數(shù)和偽距測量誤差之間的量化關(guān)系。文獻[9]利用眼圖對導(dǎo)航信號質(zhì)量進行了監(jiān)測，給出了理論分析和GPS信號的試驗結(jié)果。文獻[10]著重分析了北斗衛(wèi)星信號時域畸變參數(shù)的計算方法及其可能造成的測距誤差，但沒有對北斗信號時域上的畸變做量化評估。本文通過恢復(fù)清晰的北斗時域波形，計算了實測北斗衛(wèi)星B1頻段信號的2OS畸變模型參數(shù)，并從時域波形、眼圖等角度詳細分析了北斗信號質(zhì)量時域評估的方法。1 衛(wèi)星導(dǎo)航信號質(zhì)量時域評估方法本
中國空間科學技術(shù) 2018年1期2018-03-20
- 基于單元相關(guān)的GPS L1C/A與L1C聯(lián)合捕獲算法
相關(guān)峰的跨度為1碼片,但該方法仍沒有完全消除次峰。本文首先給出L1 C/A和L1C復(fù)合信號的數(shù)學模型,基于單元相關(guān)的方法對GPS L1 C/A碼和L1C信號聯(lián)合捕獲,將本地L1C/A和L1C序列分別拆分為奇、偶兩個單元信號,對單元信號與接收信號的單元相關(guān)函數(shù)進行重組,再將兩個重組相關(guān)函數(shù)相乘,實現(xiàn)信號能量的疊加,提高主峰峰值,得到尖銳的窄相關(guān)峰,達到更好的捕獲性能。1 基于單元相關(guān)的L1C/A-L1C聯(lián)合捕獲算法圖1 基于單元相關(guān)的GPS L1C/A與L1
系統(tǒng)工程與電子技術(shù) 2018年2期2018-02-07
- 衛(wèi)星導(dǎo)航信號碼片形狀監(jiān)測算法研究
3)衛(wèi)星導(dǎo)航信號碼片形狀監(jiān)測算法研究李瑞丹，唐小妹，歐鋼(國防科技大學 電子科學與工程學院 衛(wèi)星導(dǎo)航定位技術(shù)工程研發(fā)中心,湖南 長沙 410073)信號質(zhì)量監(jiān)測技術(shù)是保障衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)高服務(wù)性能的重要手段之一。多相關(guān)器法是一種傳統(tǒng)的信號質(zhì)量監(jiān)測算法,但它也存在一些局限性,如不能直觀地反映異常信號波形特征、檢測量效果隨著信號調(diào)制方式的不同而不同、隨著相關(guān)器的增多計算復(fù)雜度增大。針對以上問題,同時為了提高監(jiān)測性能,本文采用了一種能獲取碼片過渡段的算法,并對檢測量
全球定位系統(tǒng) 2017年4期2017-11-10
- GNSS信號數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻擴頻碼配對優(yōu)化方法
增加了二次編碼(碼片寬度是10 ms，碼長為1 800)。在后面的討論中主要關(guān)注最壞的情況下數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻互相關(guān)干擾對碼跟蹤誤差的影響。所謂最壞的情況，就是假設(shè)處理過程中數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信號的相對符號關(guān)系是不變的。此時，可忽略二次編碼和電文的影響。2 數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻互相關(guān)性導(dǎo)致的碼跟蹤誤差考慮到電文的隨機性，要實現(xiàn)數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻復(fù)合信號的匹配跟蹤是比較困難的，因此主要考慮單獨跟蹤數(shù)據(jù)或?qū)ьl通道的情況。導(dǎo)頻信號無電文調(diào)制，故相干積分時間不受電文寬度限制，一般來說接收機僅對導(dǎo)頻
無線電工程 2017年5期2017-04-25
- 基于并行處理技術(shù)的寬帶直擴信號捕獲方法
針對寬帶擴頻信號碼片碼率高達150 Mcps以上，傳統(tǒng)擴頻快捕處理算法無法適應(yīng)的技術(shù)難題，提出了一種基于信號并行處理技術(shù)的快捕算法。算法通過并行 NCO(數(shù)控振蕩器)生成本地偽碼、載波，實現(xiàn)600 MHz的等效采樣匹配，捕獲過程通過內(nèi)碼滑動相關(guān)實現(xiàn)內(nèi)碼相位對齊、外碼匹配濾波找到外碼對齊位置。通過計算、仿真分析表明，本算法資源占用率低、捕獲速度快，可實現(xiàn)寬帶擴頻信號快速捕獲。并行處理；寬帶擴頻；快速捕獲0 引言擴頻信號以其隱蔽性好、抗干擾性強的特點，在各類通
電子技術(shù)應(yīng)用 2016年9期2016-12-01
- GPS時分二進制偏移載波調(diào)制信號的高精度無偏抗多徑算法*
其閘波波形在每個碼片邊緣處產(chǎn)生。當下一個碼片為正時，閘波符號為正；當下一個碼片為負時，閘波符號也相應(yīng)翻轉(zhuǎn)，具體如圖1所示。圖1 BPSK信號的W2閘波Fig.1 W2 wave for BPSK signal圖1中，TC表示擴頻碼寬度，g(t)為W2波形的基本閘波，L表示閘波寬度，g(t)的表達式為：(1)各種CCRW技術(shù)的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)幾乎是完全相同的，如圖2所示，其主要差異在于基本閘波的波形。接收機在本地生成正交的載波與接收信號相乘，將接收信號s(t)變至基
國防科技大學學報 2016年5期2016-11-25
- 基于聯(lián)合稀疏圖的CDMA系統(tǒng)建模與分析*
密度的邊同時連接碼片節(jié)點和校驗節(jié)點而將CDMA的低密度擴頻矩陣和LDPC碼的低密度校驗矩陣相結(jié)合；然后在聯(lián)合稀疏圖上采用消息傳遞方式進行多用戶檢測和信道譯碼，完成聯(lián)合檢測譯碼方案.仿真測試表明：聯(lián)合稀疏圖具有抗多址干擾和信道干擾等特點，基于聯(lián)合稀疏圖的接收機能夠獲得比Turbo接收機更優(yōu)的傳輸性能；在過載情況下，基于聯(lián)合稀疏圖的CDMA系統(tǒng)的誤比特性、平均迭代次數(shù)、消息收斂特性和遠近效應(yīng)優(yōu)于基于單一稀疏圖的CDMA系統(tǒng)，即使嚴重過載，文中系統(tǒng)也能獲得理想的
華南理工大學學報（自然科學版） 2016年9期2016-10-29
- WCDMA上行擾碼序列快速檢測技術(shù)
的38 400個碼片按位模2加得到，m序列由25階多項式產(chǎn)生器產(chǎn)生[7]。上行擾碼序列發(fā)生器的構(gòu)成如圖1所示。圖1 上行擾碼序列產(chǎn)生器構(gòu)成設(shè)序列x和y是m序列，序列x對應(yīng)的本原多項式為X25+X3+1，y對應(yīng)的本原多項式為X25+X3+X2+X+1，x和y按圖1所示結(jié)構(gòu)生成Gold序列Zk。擾碼序列Clong,1,k取Zk前38 400位，序列Clong,2,k由序列Clong,1,k相移167 772 320碼片后截取38 400個碼片得到[8]。復(fù)擾碼
無線電工程 2016年10期2016-10-26
- 衛(wèi)星導(dǎo)航長碼信號波形監(jiān)測方法
處理，獲得清晰的碼片波形。對于相同碼速率的民用信號和長碼信號，可確定民用信號和長碼信號的偽碼相位偏差。利用大口徑拋物面天線對北斗衛(wèi)星進行跟蹤，獲得了多顆北斗衛(wèi)星B1頻點民用信號和長碼信號的碼片波形。結(jié)果表明，民用信號和長碼信號的碼片波形的輪廓差異較小，但偽碼相位存在偏差。信號質(zhì)量監(jiān)測；長碼信號；波形監(jiān)測；北斗衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)引用格式：劉建成，王 宇，宮 磊，等.衛(wèi)星導(dǎo)航長碼信號波形監(jiān)測方法［J］.無線電工程，2016，46（5）：45-48.0 引言在軌導(dǎo)航衛(wèi)
無線電工程 2016年5期2016-10-13
- 多徑衰落信道中多OFC-SAW傳感器同時讀取算法*
，式中，Nc表示碼片可選中心頻率的數(shù)量，一個SAW傳感器編碼可由其中Nc-1個頻率排列唯一確定；ak表示第k個碼片信號的幅度；tp0k表示每個編碼第k個碼片與第1個碼片相比的延時差；fchipk表示第k個碼片的中心頻率；每個碼片的中心頻率fchipk=n·f0，其中n為整數(shù)，且n∈｛1，2，…，Nc｝，f0為基波頻率；tchip表示每個碼片的時間長度；每個碼片時間長度tchip由基本長度tchip0和延拓長度tM組成，即 tchip=tchip0+tM，其
傳感技術(shù)學報 2016年4期2016-10-13
- Mode5中調(diào)制解調(diào)的實現(xiàn)方法
頻率為固定值，由碼片周期決定，對Mode5而言，加權(quán)頻率f=4MHz；而相位部分則由初始相位和輸入碼元序列決定。MSK基帶調(diào)制的相位完全由輸入碼元序列決定。當輸入碼元為1時相位在當前相位上增加90°，而輸入碼元為0時則相位在當前相位基礎(chǔ)上減小90°，相鄰碼片實現(xiàn)正交。工程上為實現(xiàn)調(diào)制方式，可考慮僅根據(jù)碼片周期生成相應(yīng)的載波，可采用ROM查找的方式代替原NCO，然后根據(jù)輸入碼元控制ROM地址實現(xiàn)MSK基帶調(diào)制?？紤]16位80MHz的時鐘速率對碼元進行調(diào)制，首
電子世界 2016年15期2016-08-29
- 非整周期擴頻序列對導(dǎo)航接收機的影響
度為1 023個碼片的整周期Gold碼作為擴頻序列，不同衛(wèi)星通過不同抽頭產(chǎn)生相應(yīng)固定的偽隨機碼。C/A碼信號的Gold擴頻序列是由2個10級移位寄存器產(chǎn)生的m序列再模2加構(gòu)成的，由于正好是整周期長度，其相關(guān)函數(shù)是三值的，可用數(shù)學表達式給出[4]。L2C導(dǎo)航信號中包含2個偽隨機碼：CM碼和CL碼。CM碼信號調(diào)制電文數(shù)據(jù)，CL碼信號不調(diào)制電文數(shù)據(jù)，用于導(dǎo)頻信號以便接收機快速捕獲。CM碼的周期為20 ms、長度為10 230個碼片，CL碼周期為1.5 s，長度為
無線電工程 2016年11期2016-02-07
- 時變信道下的被動時間反轉(zhuǎn)擴頻水聲通信?
基礎(chǔ)上，本文采用碼片級信道估計獲取水聲信道特性并進行周期性更新，并采用已判決碼元產(chǎn)生的擴頻碼片作為信道估計訓練序列，結(jié)合稀疏信道估計算法抑制零值抽頭上的估計噪聲，從而可有效改善時變、低信噪比條件下的被動時間反轉(zhuǎn)處理的時、空多徑聚焦效果，提高擴頻通信性能。通過湖試實驗比較了采用稀疏信道估計、傳統(tǒng)信道估計算法的時反擴頻接收機，以及經(jīng)典直擴接收機的通信性能，實驗結(jié)果表明：本文方案可在低信噪比獲得較好的性能，并有效抑制時變信道對時反擴頻通信性能的影響。時變信道，稀
應(yīng)用聲學 2015年6期2015-10-29
- 衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)接收機原理與設(shè)計
——之三
長度為1023個碼片（chips），換言之一個C/A測距碼信號周期內(nèi)包含1023個碼片，碼片速率（Chipping rate）為1.023 Mcps/s，這樣C/A測距碼信號周期或者說信號長度正好為這樣C/A測距碼信號每1 ms（millisecond）重復(fù)一次，因此，接收機可以在一秒鐘搜索一千次C/A測距碼，便于搜索和捕獲空間導(dǎo)航衛(wèi)星。目前GPS系統(tǒng)有32種不同的C/A碼序列并分配給不同的GPS衛(wèi)星（C/A碼與衛(wèi)星一一對應(yīng)）。GPS系統(tǒng)軍用P（Y）測距碼
衛(wèi)星與網(wǎng)絡(luò) 2015年11期2015-10-17
- 對線性調(diào)頻脈沖壓縮雷達的多載波調(diào)制轉(zhuǎn)發(fā)干擾
擾樣式。首先引用碼片的概念對間歇采樣過程重新建模，在此基礎(chǔ)上，通過對當前采樣碼片附加不同移頻量，結(jié)合多載波并行調(diào)制體制對其進行串并轉(zhuǎn)換，利用不同次轉(zhuǎn)發(fā)信號各子載波間的干擾累積，實現(xiàn)對LFM脈沖壓縮雷達的數(shù)量、幅度、空間分布可控的逼真假目標干擾。仿真表明該干擾樣式比移頻干擾和直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾具有更好的干擾效果。雷達；線性調(diào)頻信號；多載波調(diào)制；間歇采樣；數(shù)字射頻存儲器；轉(zhuǎn)發(fā)干擾1 引言線性調(diào)頻(Linear Frequency Modulated, LFM)信號在
電子與信息學報 2015年11期2015-10-14
- Locata信號的捕獲機制研究與仿真
載波多普勒頻率和碼片相位的二維搜索過程，其捕獲框圖如圖2所示[4]。數(shù)字中頻信號sIF（n）首先分別與接收機產(chǎn)生的正弦表和余弦表進行混頻，然后再和接收機的C/A碼發(fā)生器進行相關(guān)產(chǎn)生i（n）和q（n）信號，其次i（n）和q（n）信號分別進行相干積分產(chǎn)生I2和Q2信號，最后進行非相干積分產(chǎn)生V信號。捕獲算法通過將V與Vt進行比較來判斷捕獲幅值是否超過門限，如果V超過門限則聲明捕獲成功，接收機可以對當前捕獲結(jié)果進行進一步確認。i（n）和q（n）信號分別進行相干積
科技視界 2015年15期2015-05-15
- MOTOROLA 3688對講機數(shù)字管理功能開發(fā)
9S51終端控制碼片，通過編程軟件寫入數(shù)字識別碼，并將識別碼數(shù)據(jù)調(diào)制成模擬信號，通過電臺發(fā)送給指揮中心。指揮中心能夠?qū)⑼ㄓ嵲O(shè)備傳來的識別碼數(shù)據(jù)進行解調(diào)處理，在指揮中心的計算機中實時顯示出來，并可以與語音通訊信息一起記錄在計算機中，供隨時查詢調(diào)取使用。1.2 系統(tǒng)架構(gòu)及功能設(shè)計系統(tǒng)主要由數(shù)字管理系統(tǒng)和后臺管理系統(tǒng)組成。數(shù)字管理碼片集成在對講機或電臺中。后臺管理系統(tǒng)建立在指揮中心，主要由MOTOROLA 338電臺和計算機組成。系統(tǒng)架構(gòu)如圖1所示。圖1 MOT
石油管材與儀器 2015年1期2015-05-09
- 現(xiàn)代OS導(dǎo)航信號中HRC相關(guān)間隔的優(yōu)化設(shè)計*
數(shù)N還確定了一個碼片上子載波半周期的個數(shù)，它可能為奇數(shù)，可能為偶數(shù)，當N的取值不同時，其對應(yīng)的功率譜密度和自相關(guān)函數(shù)也不同。BOC信號的自相關(guān)函數(shù)具有“多峰”特性，分為正峰和負峰，自相關(guān)函數(shù)如圖2所示。圖2 BOC(1,1)歸一化的相關(guān)曲線BOC調(diào)制的歸一化功率譜密度為：(1)功率譜密度曲線如圖3所示。圖3 BOC功率譜密度曲線多路復(fù)用BOC( Multiplexed Binary Offset Carrier ， MBOC )調(diào)制是GPS和Galileo
通信技術(shù) 2015年11期2015-03-25
- 利用北斗反射信號探測目標的初步實驗
T,一個碼周期的碼片數(shù)為NT(對于北斗信號來說,一個碼周期的碼片數(shù)為2046),則對應(yīng)于北斗信號的碼片延遲滿足τ0×T/NT=S/c。其中,τ0為反射信號相對于直達信號的碼片延遲數(shù)(單位:個),c為電磁波傳播速率。由于反射信號和直射信號存在波程差,必然造成反射信號相對于直射信號的碼延遲。兩個通道的信號通過環(huán)路控制實現(xiàn)對碼相位的跟蹤,得到反射點處反射信號的延遲碼片,并由此確定路徑延遲δτ,進而求解出反射點的位置。假定接收到的直射信號為r i(t),本地產(chǎn)生的
雷達科學與技術(shù) 2015年6期2015-01-22
- 調(diào)相擴頻信號的相位隨機性及其LPI特性分析
偵察的角度對擴頻碼片內(nèi)的相位取值隨機性和碼片間的相位變化平滑性這2個方面展開討論，分析了采用非線性變換的信號偵察處理方法對此類信號的檢測能力，指出了該類信號在反偵察抗截獲方面所存在的缺陷。在此基礎(chǔ)上提出采用PM模擬調(diào)相信號進行擴頻來進一步增強調(diào)相擴頻信號LPI特性的方法，同時闡述了這一新的擴頻方式對信號擴頻解擴操作所帶來的新要求。通過仿真驗證了上述理論分析的合理性與有效性。直接序列擴頻；調(diào)相擴頻信號；LPI特性；載頻檢測；碼速率譜線檢測；相位隨機性；PM模
無線電通信技術(shù) 2015年4期2015-01-10
- 一種改進的長碼直擴信號捕獲算法研究
＋T進來的信號有碼片a，b，c，d共4個，對輸入信號的到達時間，只有t＾，Δ，為覆蓋整個不確定搜索區(qū)間，本地偽碼產(chǎn)生從－Δ至＋Δ＋T的偽碼序列。如圖1所示，擴展碼復(fù)制有5段，之后進行平均化處理，每段有4個碼片（ai，bi，ci，di），這5段折疊成一個母序列，有4個新碼片2 改進型長碼直擴信號捕獲系統(tǒng)方案用擴展復(fù)制平均重疊法，建立長碼直擴信號捕獲系統(tǒng)方案，如圖2所示。圖2 長碼直擴信號捕獲系統(tǒng)Fig.2 Principle of long code DS
上海航天 2014年4期2014-12-31
- 一種新的二進制偏移載波調(diào)制信號無模糊度捕獲算法
自相關(guān)函數(shù)在±1碼片內(nèi)存在多個正負峰，易造成誤捕旁峰和漏捕信號的風險，通過分析了 BOC信號中單個碼片內(nèi)調(diào)制的矩形脈沖之間的周期延拓關(guān)系，確定一個基準單元，將BOC信號可分離成基準單元和基準單元經(jīng)一系列周期延拓后相加，基于此實現(xiàn)BOC信號自相關(guān)函數(shù)的分離。根據(jù)對稱性，可重構(gòu)一個峰值較低單峰，基于產(chǎn)生的單峰與 BOC信號自相關(guān)函數(shù)相乘即可消除多峰并提高中心主峰峰值。BOCs(2,1)、BOCs(3,2)和BOCc(2,1)信號仿真結(jié)果表明，該方法能完全消除信
中國慣性技術(shù)學報 2014年6期2014-10-21
- TDDM 信號的非對等廣義差分捕獲算法
DM信號的奇數(shù)位碼片為數(shù)據(jù)碼的碼片，偶數(shù)位碼片為導(dǎo)頻碼的碼片，TDDM調(diào)制后碼速率為數(shù)據(jù)碼/導(dǎo)頻碼的兩倍，TDDM調(diào)制如圖1所示。圖1 TDDM調(diào)制示意圖圖1中TC表示TDDM信號的碼片寬度。TDDM調(diào)制信號的表達式為：其中，P為信號能量，sin(2πft+θ)為載波，cD(t)為數(shù)據(jù)碼的碼片，d(t)為衛(wèi)星數(shù)據(jù)，cP(t)為導(dǎo)頻碼的碼片。由于導(dǎo)頻信號無數(shù)據(jù)調(diào)制，因此可以通過增加相干累加長度得到更高增益，同時在跟蹤時可以采用純鎖相環(huán)(PLL)進行載波跟蹤。
遙測遙控 2014年5期2014-08-08
- 再生偽碼測距中的碼跟蹤環(huán)實現(xiàn)
分析，詳細闡述了碼片跟蹤環(huán)中關(guān)鍵功能模塊和關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計方法。以T2B碼為例給出了仿真測試結(jié)果，驗證了分析和設(shè)計的有效性，可用于深空探測應(yīng)答機和高靈敏通信機。碼跟蹤環(huán)；2倍加權(quán)平衡陶思沃斯碼（T2B）；中相積分器；相關(guān)累加器0 引言航天器測控系統(tǒng)最核心的任務(wù)是測量航天器相對地面站的位置和速度。在深空探測任務(wù)中，由于星地距離遠，路徑損耗非常大，探測器下行功率受限，直接轉(zhuǎn)發(fā)上行信號將導(dǎo)致下行信號信噪比過低，地面站難以解調(diào)。在探測器上通過再生偽碼，將測距上行鏈路
時間頻率學報 2014年2期2014-06-21
- GPS L2頻率P（Y）碼跟蹤及FPGA實現(xiàn)
1023bit，碼片速率為1.023mHz，是粗精度民用碼。C/A碼的生成方式也是公開的。GPS L1頻率的C/A碼是可以跟蹤并解調(diào)出電文信息。對于同一顆衛(wèi)星中L1和L2頻率使用的P碼序列是相同的。利用L1 C/A碼已知的時間信息和載波跟蹤環(huán)調(diào)整量等信息可以有效地輔助L2頻率的P（Y）碼的捕獲跟蹤。由于電離層延遲的影響，L2頻率的P（Y）碼序列與L1的P（Y）碼序列有一定的時間延遲。由文獻[1]可知，電離層延遲不超過150m，即延遲不超過P碼的6個碼片。在
無線電通信技術(shù) 2014年3期2014-05-11
- 跳頻組網(wǎng)同頻干擾消除方法研究
期Tc，而不進行碼片的調(diào)制傳輸，避免網(wǎng)絡(luò)間的同頻干擾。然而，快跳系統(tǒng)具有頻率分集增益優(yōu)勢，可以使用多個跳頻碼傳輸一個碼元信息，因此可以對碰撞跳頻碼做進一步優(yōu)化，減小碰撞跳頻碼引起的信息傳輸時延。快跳系統(tǒng)信號調(diào)制過程如圖3所示。發(fā)射機首先通過串并轉(zhuǎn)換將二進制比特數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為Lbit（L= log2M）M進制符號序列，符號持續(xù)時間為Ts，MFSK調(diào)制器的輸出是2L個單音頻之一。單個音頻又被分成K個碼片。在每個碼片后，MFSK調(diào)制器輸出擴展頻譜跳轉(zhuǎn)到2k個跳頻頻帶
中國測試 2014年5期2014-03-03
- 非相干解調(diào)JTIDS系統(tǒng)報文傳輸性能分析
CCSK擴頻碼的碼片周期;P為信號功率;dI(t)和dQ(t)分別為I路和Q路擴頻碼片序列，dk=－dI(t)dQ(t);Φk=［1－dI(t)］;fk為第k個跳頻頻率，kTc≤t≤(k+1)Tc;φ0為載波的初始相位。因此，Φk和dk在碼片周期內(nèi)為定值，式(1)可以看作擴頻碼做差分編碼后調(diào)制的FSK信號，可通過包絡(luò)或平方律檢測器對其進行解調(diào)。CCSK編碼映射如表1所示，設(shè)任意碼字為[si=si，si+1，…，si+31，]，0≤i≤31，將si差分編碼后
無線電工程 2013年3期2013-10-18
- 正交碼元移位鍵控擴頻水聲通信*
t)是碼長為N,碼片持續(xù)時間為Tc的擴頻碼,設(shè)每符號持續(xù)時間為T,則T=NTc.發(fā)射信號通過水聲信道,經(jīng)歷多徑衰落和噪聲的影響,可得接收信號為其中,直達信號的傳播時延為τ0,衰減后的幅度為A0.多徑信號的傳播時延為τl,1≤l≤L,L為多徑的數(shù)目,到達接收機的幅度為Al.φl=wcτl+φ,設(shè)本地正交載波為cos(w′ct+φ′)和sin(w′ct+φ′),在完成載波同步之后 w′c=wc,φ′=φ0.由本地產(chǎn)生的擴頻序列經(jīng)過碼元移位鍵控可以得到c1,m(
物理學報 2013年6期2013-09-25
- 基于無線傳感器網(wǎng)絡(luò)的油田火災(zāi)定位技術(shù)研究
碼運算中，每一個碼片對應(yīng)的距離是固定的，如果想要增加距離，只需要增加一個碼周期的碼片數(shù)便可，從而大大降低了對原系統(tǒng)的修改程度。(4)精度可調(diào)。在運算過程中，精度是依靠碼片對應(yīng)碼相位精度決定的?？梢酝ㄟ^工作時鐘的變化，控制不同碼相位精度。而且如果希望得到更精確的碼相位值，在運算程序后面加入碼跟蹤環(huán)處理，可以大大提升精度。而且重要的是，這里所提及的各種改變精度的方法都是限制在基站內(nèi)FPGA程序的改變，而與硬件無關(guān)，所以可以大大提升系統(tǒng)的適應(yīng)能力。綜上所述，這里
計算機工程與設(shè)計 2013年2期2013-07-25
- 一種簡單快速的GPS信號捕獲方法?
法在1 023個碼片時間約1ms，可以完成一顆衛(wèi)星在一個多普勒頻移下的全碼捕獲檢測。FPGA仿真表明，與傳統(tǒng)的捕獲方法相比，所提方法減少了資源消耗與時間消耗，同時保證了能在一個C/A碼周期內(nèi)獲取一個多普勒頻移下的C/A碼相位，捕獲更簡單快速。GPS信號捕獲；全碼捕獲；串行搜索捕獲；并行搜索捕獲1 引言GPS（Global Positioning System），即全球定位系統(tǒng)，又稱全球衛(wèi)星定位系統(tǒng)，是20世紀70年代由美國海陸空三軍聯(lián)合研制的新一代衛(wèi)星導(dǎo)航
電訊技術(shù) 2013年2期2013-03-17
- GPS P碼信號反推產(chǎn)生算法的研究與仿真
短為4 092個碼片，X1B和X2B序列被截短為4 093個碼片。P碼的設(shè)計規(guī)范要求4個移位寄存器每一個都有一組反饋抽頭，這些抽頭用異或電路相互合并在一起，并反饋到各個寄存器的輸入級。描述這些反饋移位寄存器方案的多項式如表1所示[3]。表1 P碼發(fā)生器多項式及初始狀態(tài)Tab.1 Polynomial of P code generator and initial stateX1A序列每4 092個碼片循環(huán)一次，X1B序列每4 093個碼片循環(huán)一次，形成了X
電子設(shè)計工程 2012年7期2012-07-13
- 狀態(tài)積累遞歸軟序列估計
態(tài)累積寄存器、軟碼片寄存器、PN序列生成器以及積分判決電路。SISO譯碼器在接收到與PN序列的給定碼片相關(guān)聯(lián)的軟信道輸出采樣之后估計相應(yīng)的LLR軟輸出。除了這個碼片的內(nèi)信息(即直接從信道接收到的信息)之外，還可以利用外信息，外信息是由軟碼片寄存器中的延遲單元(稱為軟碼片延遲單元，SCDU)中所存儲的由以前接收到的碼片值所計算得到的LLR值構(gòu)成。因此若可用過去時刻的軟信息對當前時刻的軟信息加強，必須將SCDU構(gòu)造成線性反饋移位寄存器(LFSR)的結(jié)構(gòu)形式，該
電視技術(shù) 2012年9期2012-06-25
- 新型GNSS信號波形設(shè)計
簡單但已調(diào)信號在碼片之間的相位不連續(xù).雖然在GPS(Global Positioning System)現(xiàn)代化以及Galileo系統(tǒng)設(shè)計過程中均拋棄了LOC，RC等連續(xù)函數(shù)波形，而采用較容易實現(xiàn)的BPSK(Binary Phase Shift Keying)，BOC(Binary Offset Carrier)，AltBOC(Alternative BOC modulation)，MBOC(Multiplexed Binary Offset Carrier
北京航空航天大學學報 2012年12期2012-06-22
- 一種實現(xiàn)下行同步序列快速搜索的新方法
遍歷相關(guān)長為64碼片的SYNC_DL在子幀中的位置確定。并且每5 ms就傳送一次。時域中可以采用標準的最大似然（maximum likelihood）檢測。其方法是每收到一個碼片便將收到的信號與所有可能的32個SYNC_DL做相關(guān)運算。相關(guān)值取最大值時所對應(yīng)的位置即為該SYNC_DL的起始位置［4］。定義接收到的信號為可能的32個SYNC_DL為（2）式中，s（l）i是經(jīng)過QPSK調(diào)制的符號。把接收到的信號{r}和SYNC_DL{s（l）}做相關(guān)運算得到得
重慶郵電大學學報(自然科學版) 2012年1期2012-06-06
- 一種GPS L1C/A與L2C雙頻信號的捕獲算法
為10 230個碼片的CM碼。一旦捕獲到CM碼相位CPCM，利用CM與CL碼分時復(fù)用的特點，對CL碼起始碼位75個可能的位置進行搜索，獲得CL碼初始相位為 CPCL=CPCM+(j-1)·10230，j=1,2,…,75[3]。對CM進行捕獲處理時，輸入信號的CM碼與本地產(chǎn)生的歸零CM碼進行相關(guān)。圖1中歸零CM碼是本地產(chǎn)生L2C碼中 CL每個碼位用 0代替，從而產(chǎn)生的歸零 CM 碼速率為1.023 Mb/s，這樣處理消除了約一半(3 dB)輸入信號與CL之
通信技術(shù) 2011年1期2011-09-13
- 多用戶直擴超寬帶信號的碼片寬度估計
S-UWB信號的碼片寬度估計問題,主要研究了多用戶DS-UWB信號的特點及其循環(huán)譜密度函數(shù),利用多用戶DS-UWB信號循環(huán)譜的譜冗余特性,完成多用戶DS-UWB信號的碼片寬度估計。2.多用戶DS-UWB信號模型所研究的超寬帶(UWB)信號是指超寬帶沖激無線電信號,以低占空比的超短沖激脈沖作為載體,采用DS-SS技術(shù)實現(xiàn)信息傳輸。首先,用PN序列對待發(fā)送的二進制符號序列進行擴頻調(diào)制;其次,用窄脈沖進行脈沖幅度調(diào)制(PAM)。在多用戶DS-UWB系統(tǒng)中,第k個
電波科學學報 2011年3期2011-08-08
- 一種非相干TD-SCDMA下行同步碼捕獲算法研究*
計算值，該最大值碼片所對應(yīng)的碼片起始位置就是DwPTS所在的位置，計算最大值所用的下行同步碼就是子幀中的實際SYNC_DL。將這2個序列做如下的相關(guān)計算[2]：那么下行同步碼捕獲與精確幀同步定義為：2 單信號點峰均比判決算法2.1 單信號點峰均比判決法單信號點峰均比判決法原理如圖1所示，其主要設(shè)計思想是利用峰均比門限條件進行相關(guān)判決。初始幀同步誤差小于50chip，所以定義窗口A（50chip），因為下行同步碼長度為64chip，所以定義窗口cor（64c
電信工程技術(shù)與標準化 2011年9期2011-06-09
- TK算法在GPS中的新應(yīng)用
中,延遲大于一個碼片的多徑信號可以通過擴頻機制來抑制掉,進而減小多徑信號對直射信號的影響;而延遲小于一個碼片的多徑信號所帶來的影響非常有限,通常忽略其對GPS接收機的影響[1]。隨著科技的進步,多徑信號得到了利用,GNSS-R(Global Navigation Satellite System-Reflection)遙感技術(shù)[2]的出現(xiàn)有力地證明了多徑信號的可用性。多徑估計的算法很多,像最大似然估計、信道沖激響應(yīng)估計模型等,其中TK算法最簡便。在傳統(tǒng)的利
全球定位系統(tǒng) 2011年3期2011-04-27
- GPS信號結(jié)構(gòu)及其測距碼研究
抽頭及相應(yīng)的延遲碼片數(shù)見表1）。G1、G2的初始值均為1111111111。C/A碼的碼速率為11 023 MHz，周期為1 ms，碼長為1 023 bits。由于其周期短，速率低，易于被接收機相關(guān)捕獲，但也造成了測量誤差大的不良影響，因此C/A碼也被稱為粗捕獲碼。圖2 移位寄存器G2的結(jié)構(gòu)圖（第一顆衛(wèi)星）Fig.2 Structure diagram of G2 shift register（First satellite）表1 1～5號衛(wèi)星C/A碼和P
電子設(shè)計工程 2011年16期2011-03-28
- 一種改進型TD-SCDMA下行同步算法研究
號中每接收到一個碼片就做一次相關(guān)計算，這種方法的計算量將到達2 621 MCMPS;其二，如果把收到的信號經(jīng)過離散時間傅里葉變換后處理，那么計算量就減少到251 MCMPS。這兩種方法運算量過高，不利于延長手機的生存時間。為了解決上述問題減少系統(tǒng)資源消耗，本文在利用TD-SCDMA信號特殊幀結(jié)構(gòu)來檢測支路功率比的基礎(chǔ)上，設(shè)計了一種下行同步碼組捕獲與精確幀同步的新方法。進一步地考慮到TD-SCDMA和第四代移動通信標準TD-LTE的幀結(jié)構(gòu)是相容的，所以本文的
杭州電子科技大學學報(自然科學版) 2011年4期2011-03-26
- 一種基于并行FFT的pn碼快速捕獲算法實現(xiàn)
續(xù)期，Tc是pn碼片間隔周期。于是，它們可以表示為式中，dk為數(shù)據(jù)序列的第k位;ak為pn序列的第k個碼片;PT(t)是脈寬為T的矩形脈沖的單位幅度，即其處理增益G=Tb/Tc，假設(shè)pn碼序列的周期長度為L，即對于所有的k，有ak+L=ak存在。因此，一個數(shù)據(jù)信息bit脈寬包括了pn碼一個周期長度的時間寬度。在捕獲系統(tǒng)中，通常采用相關(guān)器使本地pn碼信號在其周期間隔T0內(nèi)跟接收信號進行相關(guān)運算。如果沒有調(diào)制數(shù)據(jù)并且忽略噪聲，相關(guān)器的輸出為式中，iTc為接收端
電子科技 2011年7期2011-03-20
- DS-UWB信號的四階累積量檢測*
S-UWB信號的碼片寬度和偽隨機序列周期，為了獲得-10 dB低信噪比的工作性能，采用分段累積和變換域的方法，自相關(guān)方法獲得的低信噪比是以增加一定的計算量獲得的。在理論上，高階統(tǒng)計量能夠完全抑制任何高斯噪聲，并且包含比二階統(tǒng)計量更加豐富的信息。根據(jù)這些特點，文獻[3]提出了一種基于四階累積量切片檢測直接序列擴頻信號的方法。根據(jù)DS-UWB信號和直擴信號結(jié)構(gòu)上的相似性，本文研究了利用基于四階累積量切片的方法檢測DS-UWB信號。實際上，由于信號的結(jié)構(gòu)差別，基
電訊技術(shù) 2010年2期2010-09-26
- 網(wǎng)環(huán)步進碼片上網(wǎng)絡(luò)自適應(yīng)路由算法設(shè)計
肖 翔 董渭清 文敏華摘要：針對片上系統(tǒng)使用過多虛擬通道帶來大量的緩存面積及能耗開銷問題，提出了一種網(wǎng)環(huán)步進碼(Tsc)片上網(wǎng)絡(luò)自適應(yīng)路由算法。將網(wǎng)環(huán)網(wǎng)絡(luò)中2個虛擬通道劃分為按編碼“0”或“1，數(shù)量遞減或者遞增的2個子網(wǎng)絡(luò)，按TSC編碼為網(wǎng)環(huán)拓撲結(jié)構(gòu)中的網(wǎng)絡(luò)節(jié)點進行編碼，每個節(jié)點與相鄰節(jié)點有且僅有一位不同，由此可以減小網(wǎng)絡(luò)開銷，避免片上死鎖。實驗結(jié)果表明：在均勻傳輸模式下，算法可為94％的數(shù)據(jù)包提供自適應(yīng)路由選擇，并在不增加虛擬通道數(shù)量的前提下，提高
西安交通大學學報 2009年12期2009-02-08