陳思哲 徐夢(mèng)然 范元亮 常 樂 楊 苓

一種基于開關(guān)電容的九電平逆變器

陳思哲1徐夢(mèng)然1范元亮2常 樂1楊 苓1

（1. 廣東工業(yè)大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 廣州 510006 2. 國(guó)網(wǎng)福建省電力有限公司電力科學(xué)研究院 福州 350007）

基于開關(guān)電容的多電平逆變器具有電路拓?fù)浜?jiǎn)單和電容電壓自動(dòng)平衡等優(yōu)點(diǎn)。然而，現(xiàn)有開關(guān)電容型多電平逆變器存在元器件數(shù)量較多和電壓應(yīng)力較大等缺點(diǎn)。針對(duì)這些問題，該文提出一種九電平逆變器，該電路通過較少的元器件數(shù)量和較低的元器件電壓應(yīng)力實(shí)現(xiàn)了4倍升壓的九電平輸出，具有較低的成本和較小的體積；結(jié)合最近電平逼近法和基頻調(diào)制策略來產(chǎn)生開關(guān)控制信號(hào)，通過開關(guān)管的有序通斷實(shí)現(xiàn)良好的交流電輸出。對(duì)九電平逆變器的工作原理、調(diào)制策略和電路參數(shù)等方面進(jìn)行詳細(xì)分析，最后搭建一臺(tái)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，證明了所提出電路的有效性和可行性。

多電平逆變器 開關(guān)電容 電容自均壓 升壓

0 引言

風(fēng)電和光伏等新能源發(fā)電方式具有可再生性強(qiáng)、環(huán)保且適用于分布式微電網(wǎng)等優(yōu)點(diǎn)，其接入電網(wǎng)需要高性能的電力電子逆變器[1-3]。多電平逆變器因其開關(guān)管的低電壓應(yīng)力、輸出電壓諧波含量小和較低的開關(guān)頻率等優(yōu)點(diǎn)，受到了學(xué)界和工業(yè)界的廣泛關(guān)注和研究[4-5]。主流的多電平逆變器主要包含中點(diǎn)鉗位型[6-7]、飛跨電容型[8-9]、級(jí)聯(lián)H橋型[10-11]和開關(guān)電容型[12-20]四類。中點(diǎn)鉗位型和飛跨電容型的應(yīng)用受限于其電容電壓不平衡，以及所需開關(guān)器件的數(shù)量較多等問題；級(jí)聯(lián)H橋型的缺陷主要在于需要多個(gè)獨(dú)立的直流電源來產(chǎn)生較多的電平輸出，這將會(huì)增加電路的成本以及控制與調(diào)制的復(fù)雜度；基于開關(guān)電容型的多電平逆變器因其電容的自均壓特性，使用較少的開關(guān)器件和直流電源即可產(chǎn)生較多的電平輸出以及具備自主升壓功能等優(yōu)點(diǎn)，從而具有一定的研究和應(yīng)用價(jià)值。

文獻(xiàn)[12]提出了一種基于多開關(guān)電容單元的多電平逆變器，該電路通過增加開關(guān)電容單元的數(shù)量能夠?qū)崿F(xiàn)輸出電平的增加，且使用開關(guān)管數(shù)量較少，然而該電路需要較多的二極管。文獻(xiàn)[13]提出了一種準(zhǔn)諧振型逆變電路，該電路利用準(zhǔn)諧振技術(shù)降低了并聯(lián)充電階段的電流尖峰，但該電路不具備升壓能力。文獻(xiàn)[14]提出了一種七電平開關(guān)電容逆變器，該電路結(jié)構(gòu)和控制方法簡(jiǎn)單易行，然而其輸出電平數(shù)量有限，若要得到較多的電平輸出，則需將多個(gè)逆變器級(jí)聯(lián)，這將增加電路的成本和體積。文獻(xiàn)[15]提出了一種單電源自均壓型九電平逆變器，該電路成本和體積較小，然而其升壓能力較弱。文獻(xiàn)[12-15]所述逆變電路均需要使用H橋來實(shí)現(xiàn)輸出的反極性，但H橋的四個(gè)開關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力為輸出電壓的幅值，具有較大的電壓應(yīng)力。為減小電壓應(yīng)力，文獻(xiàn)[16]提出了一種多電平逆變器，該逆變器所有元件承受的電壓應(yīng)力均為輸入電壓，故具有較低的電壓應(yīng)力，但同時(shí)需要大量的開關(guān)器件。文獻(xiàn)[17]提出了一種七電平開關(guān)電容逆變器，該電路無需H橋即可實(shí)現(xiàn)負(fù)電平輸出，在一定程度上降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，然而該電路使用的開關(guān)管較多。文獻(xiàn)[18]提出了一種級(jí)聯(lián)型升壓逆變電路，該電路通過將開關(guān)電容和級(jí)聯(lián)H橋相結(jié)合實(shí)現(xiàn)了較低的電壓應(yīng)力和較強(qiáng)的拓展性，然而其器件數(shù)量較多的問題仍需進(jìn)一步改善。文獻(xiàn)[19]提出了一種K型開關(guān)電容逆變器，該電路具有較少的器件數(shù)量和較低的電壓應(yīng)力，且可通過多個(gè)K型單元的連接實(shí)現(xiàn)較多的電平輸出，然而該電路的升壓能力較弱。文獻(xiàn)[20]提出了一種多輸入電源的開關(guān)電容逆變器，該電路通過多個(gè)輸入電源實(shí)現(xiàn)了較多的電平輸出，然而多電源結(jié)構(gòu)限制了其在相關(guān)場(chǎng)合的應(yīng)用。

針對(duì)上述現(xiàn)有開關(guān)電容型逆變電路所存在的問題，本文提出了一種基于開關(guān)電容的九電平逆變器。該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單易行，具有較少的器件數(shù)量和較低的器件電壓應(yīng)力，具備電容電壓自動(dòng)平衡功能和較強(qiáng)的升壓能力，擁有一定的優(yōu)越性和應(yīng)用價(jià)值。本文對(duì)逆變器的工作原理、調(diào)制策略和電路相關(guān)特性等進(jìn)行了理論分析，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提拓?fù)涞目尚行院陀行浴?/p>

1 電路拓?fù)渑c工作原理

1.1 電路拓?fù)?/h3>

本文提出的九電平逆變器如圖1所示，圖中，in為輸入直流電源。電路中器件的電壓應(yīng)力可分為高壓、中壓和低壓，其中，高壓為輸出電壓的幅值4in，中壓為輸出電壓幅值的一半2in，低壓為輸入電壓in。在該逆變器中，電容1為低壓電容，電容2、3為中壓電容。二極管VD1為低壓二極管，二極管VD2、VD3為中壓二極管。開關(guān)S1、S2為低壓開關(guān)，開關(guān)Sa1、Sa2、Sb3、Sb4為中壓開關(guān)，開關(guān)Sb1、Sb2為高壓開關(guān)。與H橋拓?fù)溆?個(gè)高壓開關(guān)相比，所提逆變器的高壓開關(guān)僅為兩個(gè)，因此在一定程度上降低了電壓應(yīng)力。該電路通過開關(guān)的有序通斷實(shí)現(xiàn)了輸入直流電源和電容的串并聯(lián)切換。當(dāng)處于并聯(lián)狀態(tài)時(shí)，電容處于充電狀態(tài)；當(dāng)處于串聯(lián)狀態(tài)時(shí)，電容和輸入直流電源以不同的連接方式向負(fù)載供電，從而實(shí)現(xiàn)了多個(gè)電平輸出。

圖1 提出的九電平逆變器

1.2 工作原理

為便于分析，對(duì)逆變器電路作出如下假設(shè)： ①開關(guān)器件和二極管均為理想器件；②電容容量足夠大；③電路工作于穩(wěn)態(tài)。各個(gè)電平對(duì)應(yīng)的工作原理如圖2所示，其相應(yīng)的工作模態(tài)如下：

（1）+0in電平，如圖2a所示。開關(guān)管S1、Sa2、Sb1、Sb3導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in和電容1串聯(lián)共同向電容2充電，此時(shí)電容2的電壓為2in，電阻負(fù)載回路為VD2-Sb1-o-Sb3，感性負(fù)載回路為in-S1-1-Sb3-o-Sb1-2-Sa2，此時(shí)輸出電壓o=0。

（2）1in電平，如圖2b所示。開關(guān)管S2、Sa2、Sb1、Sb3導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in向電容1充電，電容1的電壓為in，電阻和感性負(fù)載回路為1-S2-Sa2-2-Sb1-o-Sb3，此時(shí)輸出電壓o=in。

（3）2in電平，如圖2c所示。開關(guān)管S2、Sa2、Sb1、Sb4導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in向電容1充電，電容1的電壓為in，電阻和感性負(fù)載回路為Sa2-2-Sb1-o-Sb4，此時(shí)輸出電壓o= 2in。

（4）3in電平，如圖2d所示。開關(guān)管S2、Sa1、Sb1、Sb4導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in向電容1充電，電容1的電壓為in，電阻和感性負(fù)載回路為S2-1-Sa1-2-Sb1-o-Sb4，此時(shí)輸出電壓o=3in。

（5）4in電平，如圖2e所示。開關(guān)管S1、Sa1、Sb1、Sb4導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in和電容1共同向電容3充電，電容3的電壓為2in，電阻和感性負(fù)載回路為in-S1-1-Sa1-2-Sb1-o-Sb4，此時(shí)輸出電壓o=4in。

（6）-0in電平，如圖2f所示。開關(guān)管S1、Sa1、Sb2、Sb4導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in和電容1向電容3充電，此時(shí)電容3的電壓為2in，電阻負(fù)載回路為VD3-Sb4-o-Sb2，感性負(fù)載回路為in-S1-1-Sa1-3-Sb2-o-Sb4，此時(shí)輸出電壓o=0。

（7）-1in電平，如圖2g所示。開關(guān)管S2、Sa1、Sb2、Sb4導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in向電容1充電，此時(shí)電容1的電壓為in，電阻和感性負(fù)載回路為1-S2-Sb4-o-Sb2-3-Sa1，此時(shí)輸出電壓o=-in。

（8）-2in電平，如圖2h所示。開關(guān)管S2、Sa1、Sb2、Sb3導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in向電容1充電，電容1的電壓為in，電阻和感性負(fù)載回路為Sa1-Sb3-o-Sb2-3，此時(shí)輸出電壓o=-2in。

（9）-3in電平，如圖2i所示。開關(guān)管S2、Sa2、Sb2、Sb3導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in向電容1充電，電容1的電壓為in，電阻和感性負(fù)載回路為S2-1-Sb3-o-Sb2-3-Sa2，此時(shí)輸出電壓o=-3in。

（10）-4in電平，如圖2j所示。開關(guān)管S1、Sa2、Sb2、Sb3導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷。輸入電源in和電容1共同向電容2充電，電容2的電壓為2in，電阻和感性負(fù)載回路為in-S1-1-Sb3-o-Sb2-3-Sa2，此時(shí)輸出電壓o=-4in。

根據(jù)上述工作模態(tài)，可得逆變器工作狀態(tài)見表1。表中，“1”表示開關(guān)管導(dǎo)通，“0”表示開關(guān)管關(guān)斷，“D”表示電容處于放電狀態(tài)，“C”表示電容處于充電狀態(tài)，“-”表示電容處于閑置狀態(tài)。

表1 逆變器工作狀態(tài)

Tab.1 Operation states of proposed inverter

1.3 調(diào)制策略

本文采用最近電平逼近法來計(jì)算開關(guān)管的導(dǎo)通角，首先計(jì)算參考正弦波形和多電平波形的相交點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的角度，具體計(jì)算公式[19]為

式中，i為多電平波形在正半周的電平序列，對(duì)于九電平，i=1, 2, 3, 4；qi為第i電平序列對(duì)應(yīng)的導(dǎo)通角。根據(jù)式（1）可得，q1=7°，q2=22°，q3=38°，q4=61°，由于正弦波的對(duì)稱性，其余導(dǎo)通角可由q1～q4得出。由表1可得逆變器的工作波形，如圖3所示。

采用基頻調(diào)制策略來產(chǎn)生開關(guān)的控制信號(hào)。具體實(shí)施方式如下：正弦調(diào)制波s與直線載波±e（=1, 2, 3, 4）相比較。載波和調(diào)制波的表達(dá)式分別為

式中，s為調(diào)制波的幅值；為調(diào)制波頻率，同時(shí)也為輸出電壓的頻率，調(diào)制邏輯如下

式中，C(a, b)表示將a和b進(jìn)行比較，當(dāng)a＞b時(shí)，C(a, b)=1；當(dāng)a＜b時(shí)，C(a, b)=0。當(dāng)S=1時(shí)，開關(guān)導(dǎo)通；當(dāng)S=0時(shí)，開關(guān)關(guān)斷。由式（4）可得圖4所示調(diào)制邏輯。

2 電路參數(shù)分析

2.1 電容自均壓特性

由圖2所示工作原理和表1所示逆變器工作狀態(tài)可知，低壓電容1在輸出電壓為±in、±2in、±3in時(shí)，通過回路in-VD1-1-S2被充電至in；而在輸出電平為±0in和±4in時(shí)，與輸入電源in串聯(lián)共同向中壓電容2或3充電，通過上述過程，1的電壓能夠動(dòng)態(tài)保持在in水平。對(duì)于中壓電容2和3，2在輸出電壓正半周和-4in期間被充電至2in并多次向負(fù)載放電，而3則在輸出電壓負(fù)半周和4in期間被充電至2in，并多次向負(fù)載放電，由輸出電壓正負(fù)半周的對(duì)稱性可知，中壓電容2和3的充放電狀態(tài)完全相同，故能夠?qū)崿F(xiàn)電容電壓的自動(dòng)平衡。

2.2 電容參數(shù)設(shè)計(jì)

電容的電壓紋波主要由電容的最大連續(xù)放電量決定。在所提出的逆變電路中，電容1的最大放電區(qū)間為[4,p-q4]或[p+4, 2p-q4]，則其最大連續(xù)放電量為

電容1的容值需滿足

式中，ripple1為電容1要求的電壓紋波；為負(fù)載電阻，將式（5）代入式（6）可得

電容2和3的最大連續(xù)區(qū)間分別為[1,p-q1]和[p+1, 2p-q1]，其最大連續(xù)放電量相等，即DQ2=DQ3=DQ2,3，其值為

電容2和3的容值需滿足

式中，ripple2,3為電容2、3要求的電壓紋波，將式（8）代入式（9）可得

根據(jù)式（7）和式（10）可知，電容的最小值與負(fù)載電阻、輸出頻率和要求的電壓紋波成反比，與輸入電壓成正比。同時(shí)根據(jù)式（7）和式（10）可得，當(dāng)f =50Hz時(shí)電容最小值隨負(fù)載電阻的變化曲線如圖5所示，當(dāng)R=100W 時(shí)電容最小值隨輸出頻率的變化曲線如圖6所示，可見當(dāng)逆變器的輸出功率提高時(shí)需要增大電容容值，而較高的輸出頻率可以有效減小電容容值。

圖6 當(dāng)R=100W 時(shí)電容最小值隨輸出頻率的變化曲線

2.3 損耗分析

多電平逆變器的損耗包括導(dǎo)通損耗con和開關(guān)損耗sw。導(dǎo)通損耗con一般由開關(guān)管導(dǎo)通電阻S、二極管的導(dǎo)通電阻D、正向?qū)▔航礑以及電容等效串聯(lián)電阻R構(gòu)成。為方便分析，本文建立了逆變器在充電回路和放電回路等效電路，分別如圖7和圖8所示。圖7中充電回路的電路參數(shù)可表示為

式中，為輸出波形所對(duì)應(yīng)的電平序列，由式（5）可得電容1的紋波電壓為

圖8 放電回路等效電路

由式（8）可得電容2和3的電壓紋波為

當(dāng)=±1, ±2, ±3時(shí)，電容1在一個(gè)充電階段的能量損耗為

電容1的充電損耗功率為

當(dāng)=±0, ±4時(shí)，電容2和3在一個(gè)充電階段的能量損耗為

電容2和3的充電損耗功率為

在圖8中，放電回路的電路參數(shù)可表示為

則在放電回路所造成的導(dǎo)通損耗為

總導(dǎo)通損耗為

開關(guān)損耗sw一般因開關(guān)管狀態(tài)切換時(shí)電壓和電流的交疊處造成，其值可通過開關(guān)管漏極和源極之間寄生電容ds的充放電過程進(jìn)行估算，即

式中，ds為開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力，所提逆變器的器件電壓應(yīng)力見表2，則式（25）可整理為

表2 所提逆變器的器件電壓應(yīng)力

Tab.2 Component voltage stress of proposed inverter

2.4 拓?fù)鋵?duì)比

各九電平逆變器參數(shù)對(duì)比見表3。表中，SW為開關(guān)管數(shù)量，D為二極管數(shù)量，N為電容數(shù)量。升壓系數(shù)（Boost Factor, BF）為最大輸出電壓和輸入電壓的比值，BF越大則升壓能力越強(qiáng)。電壓應(yīng)力之和（Total Standing Voltage stress, TSV）為開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力之和與最大輸出電壓的比值，TSV越大則器件的電壓應(yīng)力越大。成本函數(shù)（Cost Function, CF）能夠評(píng)估多電平逆變器在成本方面的綜合表現(xiàn)，CF越大則該電路的成本越高，其表達(dá) 式[19]為

式中，LV為輸出電平數(shù)量；S為輸入直流電源數(shù)量；為權(quán)重系數(shù)，當(dāng)＞1時(shí)，表明器件電壓應(yīng)力較為重要；當(dāng)＜1時(shí)，表明器件數(shù)量較為重要。本文選擇 =1，表明器件數(shù)量和器件電壓應(yīng)力的重要性相同。

表3 九電平逆變器輸出參數(shù)對(duì)比

Tab.3 Parameter comparisons of several nine-level inverters

由表3可知，與現(xiàn)有九電平逆變器相比，本文所提出拓?fù)涞钠骷?shù)量和成本函數(shù)均為最小值。雖然與文獻(xiàn)[16]相比，提出的拓?fù)淦銽SV略高，但開關(guān)管數(shù)量顯著減少。故本文所提拓?fù)淠軌蛞暂^少的器件數(shù)量和較低的器件電壓應(yīng)力實(shí)現(xiàn)九電平輸出。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證本文所提九電平逆變器的可行性和有效性，搭建了一臺(tái)逆變器樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖9所示，其中開關(guān)管采用MOSFET，用dSPACE控制器來產(chǎn)生開關(guān)控制信號(hào)，實(shí)驗(yàn)元器件參數(shù)見表4。

圖10為一個(gè)周期內(nèi)的開關(guān)控制信號(hào)波形?？梢婇_關(guān)S1和S2、Sa1和Sa2、Sb1和Sb2、Sb3和Sb4由四組互補(bǔ)導(dǎo)通的信號(hào)控制，與理論分析一致。

圖9 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

表4 實(shí)驗(yàn)元器件參數(shù)

Tab.4 Parameters of experimental devices

圖10 開關(guān)控制信號(hào)波形

圖11為開關(guān)管的漏極-源極電壓波形，可見，開關(guān)S1和S2的電壓應(yīng)力為in，Sa1、Sa2、Sb3和Sb4的電壓應(yīng)力為2in，Sb1、Sb2的電壓應(yīng)力為4in，與有H橋逆變電路相比，承受輸出電壓幅值的開關(guān)管數(shù)量減半，與理論分析一致。

圖11 開關(guān)漏極-源極電壓波形

圖12為電容電壓在一個(gè)周期內(nèi)的具體波形，可見，電容在一個(gè)周期內(nèi)進(jìn)行多次充放電且電壓能夠維持在相應(yīng)的水平，電容的充放電區(qū)間也與理論分析一致。

圖12 電容電壓的具體波形

圖13為逆變器輸出電壓和電流波形，可見，電壓和電流均為理想的九電平階梯波，其一個(gè)周期為0.02s，與理論值頻率50Hz一致。其中輸出電壓的幅值為73V，與理論值80V基本吻合，證明本文提出的九電平逆變器能夠?qū)崿F(xiàn)4倍升壓，具有正常的逆變功能。

圖14為逆變器輸出電壓和電容電壓波形，可見，電容1～3的電壓能夠分別自動(dòng)維持在20V、40V和40V附近，與理論分析一致，證明了所提出九電平逆變器能夠?qū)崿F(xiàn)電容電壓的自動(dòng)平衡。

圖13 輸出頻率50Hz時(shí)的輸出電壓和電流波形

圖14 輸出頻率50Hz時(shí)的輸出電壓和電容電壓波形

圖15為逆變器向感性負(fù)載供電時(shí)的輸出電壓和電流波形，其中，電阻=100W，電感=45mH?？梢姡敵鲭妷簽闃?biāo)準(zhǔn)的九電平階梯波，輸出電流在電感的濾波作用下為平滑的正弦波，且輸出電壓和電流之間存在微小的相位差，證明提出的逆變器能夠?yàn)楦行载?fù)載供電。

圖15 帶感性負(fù)載（100W-45mH）時(shí)的輸出電壓和電流

圖16為輸出頻率為1kHz時(shí)的輸出電壓和電流波形，可見，電壓和電流均為理想的九電平階梯波，其一個(gè)周期為1ms，與理論值頻率1kHz一致。其輸出電壓幅值基本為輸入電壓的4倍，實(shí)現(xiàn)了4倍升壓的功能，證明提出的九電平逆變器能夠工作在高頻狀態(tài)。

圖16 輸出頻率1kHz時(shí)的輸出電壓和電流波形

圖17為輸入電壓由20V變化至10V的動(dòng)態(tài)波形，可見，當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，輸出電壓的幅值由73V變化至37V，電容1～3的電壓由20V、40V和40V變化至10V、20V和20V，并穩(wěn)定在該位置。證明所提九電平逆變器的輸出電壓和電容電壓能夠跟隨輸入正常變化，具有良好的動(dòng)態(tài)性能。

圖17 輸入電壓由20V變化至10V的動(dòng)態(tài)波形

圖18為負(fù)載電阻由100W變化至50W的動(dòng)態(tài)波形，可見，當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，輸出電壓基本保持穩(wěn)定，輸出電流的幅值增大1倍，電容的電壓紋波有所增大但波形依然能夠保持穩(wěn)定。證明所提九電平逆變器的輸出電流和電容電壓能夠跟隨負(fù)載正常變化，具有良好的動(dòng)態(tài)性能。

圖18 負(fù)載電阻由100W 變化至50W 的動(dòng)態(tài)波形

圖19為所提逆變器工作在50Hz時(shí)的效率曲線，調(diào)節(jié)負(fù)載在40～100W變化可得在不同輸出功率下所對(duì)應(yīng)的效率。由曲線可得，所提逆變器的最大實(shí)驗(yàn)效率能夠達(dá)到95.1%，當(dāng)輸出功率增加時(shí)，由于電容的電壓紋波增大，導(dǎo)致電容的充電損耗增加，其效率將會(huì)下降。由于在實(shí)驗(yàn)過程中存在線損等其他損耗，因而理論值略高于實(shí)驗(yàn)值。

圖19 逆變器效率曲線

4 結(jié)論

本文提出了一種基于開關(guān)電容的九電平逆變器。該逆變器具備較強(qiáng)的升壓能力和電容電壓自動(dòng)平衡功能，使用元器件數(shù)量較少且元器件電壓應(yīng)力較低。首先，將最近電平逼近法和基頻調(diào)制策略相結(jié)合來產(chǎn)生開關(guān)管的控制信號(hào)，通過控制開關(guān)管的有序通斷實(shí)現(xiàn)了良好的電能輸出。其次，對(duì)逆變器的工作原理、電容自均壓特性和電容參數(shù)選擇等方面進(jìn)行了詳細(xì)的理論分析。最后，搭建了一臺(tái)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提出的九電平逆變器在工頻和高頻均能實(shí)現(xiàn)九電平階梯波輸出，且具有4倍升壓和電容電壓自動(dòng)平衡的功能，同時(shí)在輸入電壓和負(fù)載變化的情況下能夠正常工作，擁有良好的動(dòng)態(tài)性能，適用于有逆變需求的應(yīng)用場(chǎng)合。

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A Nine-Level Inverter Based on Switched-Capacitor

11211

（1. School of Automation Guangdong University of Technology Guangzhou 510006 China 2. State Grid Fujian Electric Power Research Institute Fuzhou 350007 China）

Multilevel inverters based on switched-capacitor have the advantages of simple circuit topology and self-balancing of capacitor voltages. However, the existing switched-capacitor based multilevel inverter has a large number of components and large voltage stress. For this reason, this paper proposes a nine-level inverter. The circuit achieves quadruple boost nine-level output through a smaller number of components and lower voltage stress, and has a lower cost and volume. Combining the nearest level modulation and the fundamental frequency modulation, the switch control signals are generated. Moreover, the satisfied AC (Alternating Current) output is realized through the orderly on-off of switches. The operation principle, modulation strategy and circuit parameters of proposed inverter are analyzed in detail. Finally, a prototype is built for experiment to prove the effectiveness and feasibility of proposed inverter.

Multilevel inverter, switched-capacitor, self-balancing of capacitor voltages, boost

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201474

TM464

陳思哲 男，1981年生，副教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)樾履茉窗l(fā)電控制和鋰電池能量管理。E-mail: sizhe.chen@gdut.edu.cn（通信作者）

徐夢(mèng)然 男，1996年生，碩士研究生，研究方向?yàn)閮?chǔ)能系統(tǒng)均衡與功率變換電路。E-mail: xmr_1996@163.com

（編輯 陳 誠(chéng)）