洪俊杰，陳思哲，郭壯志，李惜玉，黃旭珍

(1.廣東工業(yè)大學，廣州510006;2.南京航空航天大學，南京210026)

0 引 言

我國汽車行業(yè)石油消費量占全國石油總消費量1/3 以上，在石油供應緊張、節(jié)能減排任務艱巨的大背景下，發(fā)展電動汽車十分緊迫［1］。目前我國已經超越美國成為CO2第一排放大國［2］，在外交談判中，生態(tài)環(huán)境和全球氣候變暖將成為沉重的包袱。2008 年，我國汽車保有量約6 467 萬輛，碳排放高達4.5 億噸，按照目前汽車的保有量增長速度，到2020年，我國汽車保有量將增加到1.5 億輛，碳排放則將高達10 億噸。

在國家倡導節(jié)能減排、建設低碳城市的背景下，向新能源汽車轉型是我國發(fā)展低碳城市的重要途徑之一。與傳統燃油汽車相比，電動汽車具有排放少、效率高、削峰平谷作用的優(yōu)點，加之我國具有豐富的鋰資源和國家政策支持，電動汽車將成為我國新能源汽車轉型的首選。

電動汽車三大關鍵技術包括整車技術(包括底盤、車身輕量化技術)、電池技術、電機與控制技術，同時，永磁同步電動機(以下簡稱PMSM)與其他類型電機相比，具有明顯優(yōu)勢［3］，本文將展開對車用PMSM 控制器的研究。

文獻［4］采用矢量控制的方法控制車用PMSM，可以看到電機電流波形較好，但并未看到其轉矩或轉速控制效果。文獻［5］則采用了直接轉矩控制PMSM，更加適合于電動汽車的應用工況，不過因為直接轉矩控制中采用了滯環(huán)比較器，轉矩和磁鏈存在高頻干擾不可避免。相比較其他控制方法，電流預測控制方法具有預見性和目的性，且具有高動態(tài)響應、易實現，甚至理論上可以實現零電流誤差控制的優(yōu)點［6］，特別適合于要求電流控制器具有高動態(tài)響應能力的系統。電動汽車通常對電機驅動控制系統的快速響應特性有較高的要求，而對其穩(wěn)態(tài)精度沒有太高的要求(因為折合至電機控制器輸出端的負載慣量較大，可以濾除一定的高頻噪聲)，因此電流預測控制方法是理想的選擇。

本文將以PMSM 為控制對象，以電流預測控制為方法，分別從硬件和軟件兩方法設計控制器。

1 PMSM 的電流預測控制

1.1 PMSM 的模型

PMSM 直交軸電流表達式:

式中:Td，Tq，γ 為Td=Ld/R，Tq=Lq/R，γ =Lq/Ld，且Ld，Lq，R 分別為電機直軸電感、交軸電感與直交軸繞組電阻;ω(t)為電機的動子運動速度;ψf為電機的轉子永磁體磁鏈;id(t)，iq(t)為電機的直、交軸電流;ud(t)，uq(t)為電機的直、交軸電壓。

記I(t)=［id(t)，iq(t)］T，V(t)=［ud(t)，uq(t)］T。

PMSM 的連續(xù)時間系統模型可以簡化:

假設伺服控制器的采樣周期為Ts，并對式(2)進行離散化，可得PMSM 的直交軸電流的離散時間表達式:

1.2 電流預測控制的實現

在第k 個時刻，將8 個電壓矢量Vj［k］，j∈{0，1，…，7}(參考文獻［7］)分別代入式(3)，可得:

因此對于PMSM，應用式(4)可得到第k +1 個時刻8 個對應的預測電流矢量Ij［k +1］。經過Ts周期后，電流矢量由Ij［k］轉向Ij［k+1］。定義電流矢量軌跡:

同時，還可以得到相應的電流誤差矢量，定義為參考電流矢量與預測電流矢量的差值。即:

式中:I*［k］為第k個采樣時刻的參考電流矢量，I*［k］=［k］［k］］。

式(6)中電流誤差矢量的直交軸分量分別:

記電流誤差矢量的模為ρ［k+1］，并將k +1 換為k，則:

記選擇電壓矢量的價值函數為J，且:

那么此時被選擇的電壓矢量就是滿足式(9)的第j 個電壓矢量Vj［k］。

2 控制器的軟件設計

PMSM 的電流預測控0 制原理圖如圖1 所示。與通常的電機控制器相同的是:它同樣需要檢測電機轉子的角度、速度和三相繞組的電流，并將三相繞組電流通過坐標變換至兩相旋轉坐標系下的直交軸電流，再通過預測控制選擇一組最優(yōu)的開關矢量來控制逆變器。

圖1 基于電流無差拍預測控制的軟件原理框圖

控制系統的程序設計包括主程序和中斷服務子程序。主程序主要進行硬件和變量初始化，給各個控制寄存器賦初值，對運算過程中使用的各種變量分配地址并設置相應的初值。主程序為一個無限的循環(huán)，它通過連續(xù)運行EPWM1 的零中斷來起動循環(huán)輸出PWM 脈寬調制信號以控制驅動電機。在程序中，首先完成驅動電機參數的設定、DSP 寄存器的初始化。而子程序的功能是實現某個具體功能的小程序，整個系統由多個功能單元組成，因此也有多個子程序。

控制器主流程圖如圖2 所示。首先定義聲明軟件模塊，初始化系統的定時器，并使能定時器中斷，然后給系統的基本參數賦值，對軟件模塊進行初始化，再校驗電流采樣單元的電流采樣值，最后允許中斷并等待中斷程序的到來。

圖2 控制器軟件主流程圖

由圖3 可見，當EPWM1 的計零中斷發(fā)生時，主程序允許并接受此中斷，程序轉向相應的中斷服務子程序。在中斷服務子程序中，系統首先做現場保護，接著檢測、采樣電機的三相繞組的電流值和直流母線電壓的電壓值，并通過Clarke 和Park 變換，將三相繞組電流轉換為兩相旋轉坐標系下的直交軸電流，為后面的電流預測控制提供反饋電流。然后，通過DSP 的SPI 口讀取旋轉變壓器解碼芯片AD2S1205 中的角度和轉速信號。至此，電機的直交軸電流、轉子的角度和轉速信號已經通過軟件獲得，而電機自身的一些參數已經提前獲知，因此，可以通過電流預測控制算法得到下個控制周期所需要的功率開關管控制信號。

圖3 中斷服務程序流程圖

3 測試平臺與結果

3.1 控制器硬件平臺設計

控制器由驅動板和控制板組成。驅動板包括了可以滿足IGBT 實現可靠的最佳驅動所必需的電子元件，例如:極低的門極電阻以實現最小的開關損耗，門極箝位，有源箝位二極管(IGBT 瞬間關斷時發(fā)生的瞬態(tài)電壓)，Vce短路電壓監(jiān)控。此外還包括用于關斷電平設置的元件及用于設置反響時間和死區(qū)時間的元器件。

圖4 為三相IGBT 功率開關模塊的單相上下橋IGBT 管驅動電路原理框圖。從控制板傳送過來的PWM 信號需要通過隔離電路，以減少控制板與驅動板之間的電磁干擾。另外，由于控制板的PWM 信號電平與IGBT 管動作電平之間的差異，需要在兩者之間加上信號電平轉換。該電平轉換電路的供電電源是經過DC -DC 變換的直流電源。各個IGBT的集電極均配置了有源箝位電路，用于箝制IGBT瞬間關斷時所產生的反向感應電壓。同時，還對IGBT 集電極的電位進行監(jiān)測，如果電壓過低將做出欠壓保護，而當單相的上下橋IGBT 直通時，將進行短路保護，這兩種保護信號均能觸發(fā)故障信號，由SO 管腳輸出。

圖4 單相上下橋IGBT 驅動電路原理框圖

圖5 為由六路IGBT 模塊與驅動板組成的三相逆變模塊實物圖。

圖5 驅動模塊實物圖

電源板與控制板實物圖如圖6 所示，它們之間通過排針和排座相連接。

圖6 電源板與控制板

3.2 實驗系統及結果

自主研發(fā)的控制器用于控制被測電機的運行，被測電機主要參數如表1 所示。

表1 被測電機主要參數

負載電機是一臺75 kW 的感應電機，采用ABB的變頻器控制其運行。測功平臺實物圖如圖7 所示，扭矩傳感器用于檢測負責扭矩的輸出。

圖7 測功平臺實物圖

自主研發(fā)的控制器的實物圖如圖8 所示。主要由控制器電源、控制單元和功率逆變器組成，圖中的仿真器用于連接仿真軟件Code composer studio 與控制器，實現兩者之間的數據通信和控制器的仿真調試?？刂破髋c被測電機統一采用一套水冷裝置，通過水循環(huán)將熱量帶至散熱片，再通過風扇向散熱片吹風，使系統溫度保持在正常工作范圍內。

圖8 控制器的實物圖

在本實驗中，被測電機運行于轉矩模式，負載電機運行于轉速模式。圖9 為當電機轉速為1 500 r/min、轉矩為50 N·m 時通過CCS 軟件的示波器截圖得到的實驗波形，橫坐標單位均為s，縱坐標均采用標幺值表示。圖9 中，Channel1:電機A 相繞組電流，額定電流200 A;Channel2:電機轉子角度，標幺值1 表示360°;Channel3:電機轉速，額定轉速3 000 r/min;Channel4:電機交軸電流iq，額定電流200A。

圖9 n=1 500 r/min，T= 50 N·m 時的實驗結果

從圖9(a)中可以看出，電機A 相繞組的電流正弦度好;從圖9(b)中Channel3 曲線可以看出電機轉速平穩(wěn);從圖9(b)中Channel4 曲線觀察到力矩(交軸電流)輸出也平穩(wěn)。證明轉矩輸出效果良好。

4 結 語

本文闡述了電流預測控制方法的原理，設計了基于電流預測控制的控制器軟件算法及硬件平臺，通過實驗驗證了所設計系統的可行性和有效性。

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