胡文華, 熊志磊, 余書琨, 丁文斌, 張建輝

(華東交通大學 電氣與自動化工程學院,江西 南昌 330013)

0 引 言

近些年,在電力電子行業(yè)領域中,多電平逆變器發(fā)揮著越來越重要的作用[1-3]。與傳統(tǒng)的兩電平逆變器相比,多電平逆變具有輸出電壓電平數量多、輸出諧波含量少、開關器件電壓應力小、開關損耗低等優(yōu)點[4-7]。因此,在新能源發(fā)電系統(tǒng)中多電平逆變器得到廣泛的應用,尤其是在光伏、風力等新能源的開發(fā)和利用上具有廣闊的應用前景[8-9]。

多電平逆變器被廣泛使用的類型包括有以下3種:二極管箝位型[10]、飛跨電容型[11]和級聯H橋型[12]。其中,二極管箝位型逆變器想要輸出高質量的多電平電壓則需要大量的箝位二極管,且這種多電平逆變器設計比較復雜,電路中電容間的電壓極易分布不均勻。飛跨電容型逆變器也存在電容間的電壓分布不均勻的問題,而且需要的電容數量較多,增加成本的同時也會使電路在電容均壓技術方面增大難度。級聯H橋逆變器的電路簡單,由每個獨立的電源為其電路供電,所以不存在電容紋波以及電容電壓不均勻的問題,但是級聯H橋輸出多電平電壓時需要大量的電源,這會增加電路消耗成本和開關損耗。文獻[13]在傳統(tǒng)級聯H橋逆變器的基礎上提出了一種混合級聯H橋逆變器,其優(yōu)勢在于輸出同樣的電平數的情況下可減少級聯單元數從而減少了電源數量,但是這種的多電平逆變器還是需要大量的開關單元進行級聯。文獻[14]提出一種改進的對稱多電平逆變器電路,雖然減少了開關管數量輸出多電平,但是使用的電壓數量較多,總電壓應力較大。文獻[15]提出的一種開關電容多電平逆變器,減少了獨立直流電源數量,但其使用的開關器件數量比較多。文獻[16]提出一種基于H橋的電容型多電平逆變器,通過H橋來控制輸出電平的正負。文獻[17]為了減少獨立電源的數量,提出一種T型開關電容多電平逆變器,該逆變器需要擴展進行多電平的輸出,擴展需要增加電容和大量的開關管。

從現在有文獻中可以看出,在提高輸出電平數量的同時減少使用直流電源、儲能元件以及開關管數量方面仍然需要進行大量的改進工作。本文在減少電源數量以及開關管數量的基礎上提出一種新的拓撲逆變器,拓撲結構獨立于儲能元件,不存在均衡充電問題和電容紋波損耗。保證輸出電平的質量,電平數越高輸出的波形質量越好,輸出負載電壓波形畸變率(total harmonics distortion,THD)就越低。本文所提的拓撲可以在較低的工作頻率下工作,因此,系統(tǒng)的傳導損耗以及總損耗顯著降低,從而提高整個系統(tǒng)的工作效率。另外,所提拓撲需要的開關管器件數量較少,與現有的拓撲對比,不僅在提高效率的同時,將大大降低成本。

1 多電平逆變器的拓撲結構與原理

1.1 逆變器各單元輸出功率分析

上述提出的多電平逆變器的電路結構如圖1所示。由10個帶有反并聯二極管的功率開關器件、5個功率二極管和3個獨立直流電壓源組成。通過合理設計將3個不對稱直流電壓源在不同開關組合的條件下,疊加輸出得到我們所需的多電平。

圖1 新型多電平逆變器拓撲

圖1的左半部分的6個開關管(S1～S6)邏輯組合構成多電平發(fā)生器,通過控制這6個開關管的通斷,可以得到0、E1、E2、E3、E1+E2、E1+E3、E2+E3、E1+E2+E3等多種電平,可以產生正向半波電流,這個模塊再與H橋逆變電路相連,此時僅需4個開關管,就可以將半個周期的電壓逆變成負電壓,正半周期加上負周期,實現輸出完整周期的多電平電壓。

該電路結構可以使用的對稱的獨立電源進行供電如電源電壓比為1∶1∶1;也可以使用不對稱的獨立電源像電壓比為1∶1∶2、1∶2∶3、1∶2∶4等等。其優(yōu)勢在于靈活運用于低功率可再生能源應用中,用最少的開關器件實現最大的電平輸出。為了解決不對稱獨立電源的隔離問題,以電源電壓比1∶2∶4為例,采用蓄電池串聯進行供電,獨立電源E2和E3分別串聯2個和4個與E1型號相同的蓄電池進行供電。該拓撲能最大輸出的是十五電平,使用H橋作為逆變器,多電平發(fā)生器只會產生零電平和正電平,所以整個電路中不會產生電流倒灌的現象,這也使得總損耗降低,從而提高了系統(tǒng)的整體效率。

1.2 逆變器工作原理分析

以輸出十五電平為例,電壓比為E1∶E2∶E3=1∶2∶4介紹該型逆變器的工作原理。前面提到了圖1左半部分的6個開關管邏輯組合為該拓撲的多電平發(fā)生器,在這一部分中能產生0、E、2E、3E、4E、5E、6E、7E等多種電平,每產生一種電平對應一種工作模態(tài),如圖2所示,7個不同的工作模態(tài)清晰地介紹了7種電平(0除外)的產生。負周期的電平是通過H橋的進行逆變得到的,因此,介紹以下7種模態(tài)足以理解整個逆變器電路的工作原理。表1展現了該逆變器輸出多電平電壓時各個開關管的通斷狀態(tài),其中1和0分別代表逆變器中開關管的導通和關斷狀態(tài)。

表1 各種電平下開關管的狀態(tài)

圖2 逆變器的工作模態(tài)

模態(tài)1,如圖2(a)所示,單元中開關S1導通,其他開關管關閉,電流如圖所示流經整個電路,此時二極管D1承受的是正向電壓,D1導通,電源E1單獨進行放電,電路輸出的電壓為E。

模態(tài)2,如圖2(b)所示,單元中開關管S2導通,其他開關管關閉,電流如圖所示流經整個電路,此時D2和D3承受的均為正向電壓,D2、D3導通,電源E2單獨進行放電,電路輸出的電壓為2E。

模態(tài)3,如圖2(c)所示,單元中開關管S2和S6導通,其他開關管關閉,電流如圖所示流經整個電路,此時D2承受的為正向電壓,D2導通,電源E1和E2同時進行放電,電路輸出的電壓為3E。

模態(tài)4,如圖2(d)所示,單元中開關管S3導通,其他開關關閉,電流如圖所示流經整個電路,此時D5承受的是正向電壓,D5導通,電源E3單獨進行放電,電路輸出的電壓為4E。

模態(tài)5,如圖2(e)所示,單元中開關管S3和S4導通,其他開關管關閉,電流如圖所示流經整個電路,此時D4承受的是正向電壓,D4導通,電源E1和E3同時對負載進行放電,電路輸出的電壓為5E。

模態(tài)6,如圖2(f)所示,單元中開關管S3和S5導通,其他開關管關閉,電流如圖所示流經整個電路,此時D3承受正向電壓,D3導通,電源E2和E3同時對負載進行放電,電路輸出的電壓為6E。

模態(tài)7,如圖2(g)所示,單元中開關管S3、S5和S6導通,其他開關管斷開,電流如圖所示流經整個電路,此時D3和D5承受反向電壓,二極管截止,電源E1、E2、E3同時對負載進行放電,電路輸出的電壓為7E。

2 調制策略分析與拓撲對比

2.1 逆變器調制策略分析

本文采用一種新型改進的載波移幅調制策略,在同相載波層疊調制的基礎上進行改進,大大減少載波的數量,傳統(tǒng)的載波移幅調制需要14個載波進行調制,本文則縮減至7個載波,方法是把正弦波絕對值化得到調制波vm,再將正半軸的7個同相三角載波信號vcr1～vcr7分別和該調制波vm進行比較得到不同的脈沖信號,再根據各個開關管的邏輯導通順序進行邏輯組合得到開關信號。

調制波的頻率為f,幅值為Am,7個載波的頻率為fcr,幅值為Acr,如圖3所示,由于幅值和頻率已知,因此調制波的表達式為

圖3 改進的載波移幅調制原理

f(t)=Am|sin(2πft)|。

(1)

調制比為

(2)

載波比為

(3)

在調制周期內,根據所提的新型多電平逆變器的各種原理及各開關管狀態(tài)分析可以推出,在輸出區(qū)間[0,E]內,當vcr1vcr7,得到脈沖信號A7,同時開關管S3和S5和S6導通。其中H橋的4個開關管對應的脈沖信號如圖Q1,4和Q2,3所示。最后通過邏輯運算得到調制周期時各開關管的驅動邏輯信號為:

(4)

開關管S1～S6以及H橋4個開關管Q1～Q4的通斷狀態(tài)如圖4所示。

圖4 開關管通斷狀態(tài)

2.2 逆變器損耗分析

多電平逆變器的功率損耗主要來自于開關損耗和通態(tài)損耗。其中開關損耗是指在開關通斷狀態(tài)下特定的過渡時間下電壓和電流發(fā)生重疊時產生的損耗,在過渡時,電壓和電流同時變化,而這個過渡時間可以定義為開關打開和關斷(ton和toff),所以開關損耗可以分為導通損耗Pon和關閉損耗Poff,計算公式如下:

(5)

(6)

式中:fs為開關頻率;Uon,k和Uoff,k為第k個開關管導通或者關斷時的壓降;Ion,k和Ioff,k為第k個開關管完全接通和斷開之前的電流。

結合式(5)和式(6)可得在一個周期T內產生的總開關損耗為

(7)

通態(tài)損耗主要是開關管和二極管產生的,因此器件的通態(tài)損耗Qc可以表示為:

(8)

(9)

結合式(8)和式(9)可得在一個周期T內產生的通態(tài)損耗為

Qc=Qc,sw+Qc,d。

(10)

式中Isw,avg和Isw,rms分別表示的是通過開關管的平均電流和均方根電流,而Id,avg和Id,rms分別表示的是通過二極管的平均電流和均方根電流。根據式(7)和式(10)可以計算出電路的開關損耗和通態(tài)損耗,求和得到電路的總損耗Ploss為

Ploss=Psw+Qc。

(11)

多電平逆變器的效率計算為

(12)

2.3 逆變器拓撲對比分析

為了比較出逆變器的性能優(yōu)劣,本文所提的拓撲將與最新提出的幾種優(yōu)秀的十五電平逆變器進行比較,對比每個拓撲需要的電源數,開關器件數量,電容數量,二極管數量以及開關管電壓總應力(total standing voltage,TSV)。對比結果如表2所示。

表2 逆變器拓撲與其他逆變器拓撲比較

從表中可以看出,本文提的逆變器在使用器件數量上是有一定優(yōu)勢的,用最少的開關器件輸出最多的電平數。相比文獻[17],雖然他僅需一個電源供電,但是需要使用多個電容代替電源對負載進行供電,而且通過電容供電需要考慮電容之間電壓均衡的問題和電容紋波的問題。在輸出相同電平數的情況下,本文所提拓撲在開關器件以及電容數量等方面具有一定的優(yōu)勢,電壓總應力也比文獻[17]低3E;對比文獻[14],同樣使用H橋作為逆變電路進行負周期的電平轉換輸出,本文拓撲的優(yōu)勢在于,輸出同樣的電平數下,所需要的電源數少4個,開關管的數量少2個,電壓總應力低2E,總體比文獻[14]所提的拓撲更具有實用性和經濟性。文獻[13]所提的是傳統(tǒng)的混合級聯H橋逆變器的拓撲,此類拓撲最近幾年也非常熱門,相比此類逆變器,本文所提的拓撲優(yōu)勢在于使用較少的開關器件輸出較多的電平數量,所需的電源模塊少,開關管的電壓總應力比混合逆變器小得多。

3 仿真研究

為了驗證本文所提逆變器拓撲及其調制策略的正確性,用MATLAB/Simulink仿真工具搭建逆變器仿真模型進行仿真分析。仿真電路參數設置如表3所示。

表3 仿真參數

圖5為本文所提新拓撲在改進的載波移幅調制策略下在不同調制度時輸出的電壓電流的仿真波形。此次仿真是在阻感性負載的條件下進行仿真,得到的輸出電壓波形為階梯狀的正弦波,而輸出電流波形則為平滑的正弦波。在調制度為0.9和0.6以及0.3的條件下,仿真得到階梯狀的輸出電壓分別從十五電平變?yōu)槭浑娖皆僦疗唠娖?而輸出電流波形則一直為平滑的正弦波。

圖5 不同調制下輸出電壓電流的波形

圖6為本文所提逆變器在改進的載波移幅調制策略下不同的調制度時所輸出的相電壓頻譜分析圖。從圖6可以看出輸出相電壓的諧波含量主要集中在4 kHz及其附近。隨著調制度的降低,輸出相電壓的基波幅值也隨之降低,相應的THD值則隨之增大。根據分析本文的調制策略保留了傳統(tǒng)載波移幅調制策略控制簡單、易于實現,尤其是能顯著降低輸出電壓的THD值的優(yōu)點。在顯著降低THD值的同時,比傳統(tǒng)載波移幅調制所需載波的一半數量進行調制實現多電平的輸出。這在多電平逆變器的應用上,尤其是在超過九電平逆變器的載波移幅調制策略調制上,載波數量大幅度減少,控制方法的難度也相應的降低,使得控制起來更加方便。

圖6 改進載波移幅調制下逆變器輸出相電壓頻譜

4 實驗結果分析

為進一步驗證所提逆變器拓撲及其調制策略的正確性以及其動態(tài)性能,搭建了一套本文所提新拓撲逆變器的實驗樣機,在輸入直流電壓幅值為1∶2∶4的前提條件下實現了十五電平的電壓輸出。本次實驗的參數如表4所示。

表4 實驗參數

4.1 穩(wěn)態(tài)實驗結果分析

在調制度為0.9,輸入電壓為12 V/24 V/48 V,負載為阻感20 Ω、4 mH、30 mH的條件下,得到輸出電壓和相應的輸出電流波形,如圖7所示。如圖7(b)所示,逆變器輸出的電壓波形為理想的十五電平波形,得到的輸出電壓最高電平約為84 V,實現電壓增益約1.75倍,同時得到了輸出電流峰值約為8 A的一根較為平滑的正弦波。

圖7 穩(wěn)態(tài)實驗分析波形

穩(wěn)態(tài)實驗條件下分析得到逆變器負載為純阻性時,輸出的電流是階梯波,和輸出的電壓波形保持一致;逆變器負載為阻感性時,輸出的電壓波形為十五電平的正弦波,由于電感的濾波作用,輸出的電流則是平滑的正弦波,如圖7(c)所示。在空載條件得到的輸出電壓波形如圖7(d)所示,輸出電壓波形依舊為十五電平正弦波,同時無電流輸出。

4.2 穩(wěn)態(tài)實驗結果分析

為了檢驗所提逆變器的動態(tài)穩(wěn)定性,在調制比變化、調制波頻率變化、負載變化的條件下,對逆變器的動態(tài)性能進行實驗分析。圖8為調制比從0.9變化至0.6再由0.6變化至0.3的輸出電壓和輸出電流波形。在全調制比的范圍下,逆變器能正常的工作,而且變化同時響應速度也特別快。

圖8 阻感性負載輸出電壓和電流波形

圖9為載波頻率改變時所提逆變器輸出的電壓和電流波形。為了反映逆變器在載波頻率發(fā)生變化時逆變器的穩(wěn)定性,在逆變器工作時將頻率由50 Hz變化成100 Hz,再由100 Hz換成50 Hz。從中可以得到,逆變器工作時的頻率發(fā)生變化時,還能正常的工作,并且響應速度也非?？臁?/p>

改變負載時輸出電壓和電流的波形如圖10所示,分別是純阻性負載變化至阻感性負載和阻感性負載變化至純阻性負載這2個動態(tài)過程。這2個變化過程中,輸出的十五電平電壓波形沒變化;而輸出的電流波形則是由光滑的正弦波變化成輸出電壓的那種階梯波和階梯波變化成光滑的正弦波,響應的速度很快。因此,逆變器可以在負載功率因數發(fā)生變化的情況下繼續(xù)工作。

圖10 負載變化時輸出電壓電流波形

5 結 論

1)本文提出了一種新型的多電平逆變器,該逆變器設計使用了3個不對稱的直流電源,在輸入直流電壓幅值為1∶2∶4的前提下實現了十五電平輸出。

2)該拓撲結構獨立于儲能元件,因此不存在均衡充電問題和電容紋波損耗問題。本文對比了近些年優(yōu)秀的逆變器拓撲,在輸出相同的電平數且開關管電壓總應力在可以接受范圍內的情況下,該拓撲使用開關器件的數量較少,具有一定的優(yōu)勢。

3)應用改進的載波移幅調制策略對本文所提的拓撲進行調制輸出十五電平,比傳統(tǒng)的載波移幅調制減少一半的載波數量,使得控制簡單,降低了成本并保留了載波移幅調制諧波含量低的優(yōu)點。

4)對本文所提拓撲結構及其調制策略進行了仿真分析和實驗驗證,實驗結果表明了該拓撲結構及其調制策略的正確性、可行性和優(yōu)良的動態(tài)性能。