徐帥, 陶路委, 賈東強(qiáng), 程志平, 韓國強(qiáng)

(1.鄭州大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院,河南 鄭州 450000; 2.中國礦業(yè)大學(xué) 電氣工程學(xué)院,江蘇 徐州 221116)

0 引 言

近年來,隨著全球傳統(tǒng)燃油汽車產(chǎn)業(yè)的快速發(fā)展與石油短缺、環(huán)境污染之間的矛盾日益突出,新能源汽車因高效節(jié)能的顯著優(yōu)勢,成為人類解決環(huán)境危機(jī)的主要途徑[1]。驅(qū)動電機(jī)作為新能源汽車的核心環(huán)節(jié),需要滿足如下技術(shù)要求:1)寬調(diào)速范圍內(nèi)的高效率運(yùn)行。該要求能夠彌補(bǔ)新能源汽車由于電池續(xù)航能力不足帶來的劣勢。2)高功率密度。該要求是實(shí)現(xiàn)新能源汽車驅(qū)動系統(tǒng)高集成度和輕量化的基礎(chǔ)。3)低轉(zhuǎn)矩脈動。該要求能夠保證新能源汽車乘坐的舒適性。4)高可靠性。該要求能夠保證新能源汽車的安全性。相比于交流感應(yīng)電機(jī)和永磁同步電機(jī)來說,開關(guān)磁阻電機(jī)(switched reluctance motor,SRM)具有結(jié)構(gòu)簡單、無需稀土永磁材料、制造成本低、調(diào)速范圍寬、高節(jié)能性和高可靠性等優(yōu)勢,成為了新能源汽車高性能驅(qū)動電機(jī)的優(yōu)先選擇之一。但是由于雙凸極特性和脈沖供電方式的存在,SRM的轉(zhuǎn)矩輸出性能受到影響,存在較大的轉(zhuǎn)矩脈動,限制了SRM的進(jìn)一步推廣和應(yīng)用[2-4]。

為了抑制SRM的轉(zhuǎn)矩脈動,國內(nèi)外學(xué)者從電機(jī)控制和本體設(shè)計(jì)兩方面進(jìn)行研究。目前,SRM通過電機(jī)控制抑制轉(zhuǎn)矩脈動可以分為間接轉(zhuǎn)矩控制和直接轉(zhuǎn)矩控制兩大類。間接轉(zhuǎn)矩控制通常利用轉(zhuǎn)矩分配函數(shù),選擇合適的換相點(diǎn),將參考轉(zhuǎn)矩有序分配給各相,再通過各相的轉(zhuǎn)矩、位置和電流關(guān)系,得到參考電流,依據(jù)參考電流改變驅(qū)動信號,使實(shí)際電流跟隨參考電流的變化,進(jìn)而實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩的控制?，F(xiàn)階段在間接轉(zhuǎn)矩控制的研究中,學(xué)者們主要通過改進(jìn)轉(zhuǎn)矩分配函數(shù),優(yōu)化換相點(diǎn),提升SRM系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩脈動抑制性能[5-7]。相比于間接轉(zhuǎn)矩控制,直接轉(zhuǎn)矩控制依據(jù)參考轉(zhuǎn)矩和實(shí)際轉(zhuǎn)矩的偏差直接產(chǎn)生驅(qū)動信號,能夠有效提升SRM系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度。現(xiàn)階段在直接轉(zhuǎn)矩控制的研究中,學(xué)者們主要通過扇區(qū)的優(yōu)化[8]、模型預(yù)測[9]和模糊調(diào)節(jié)[10]等策略增強(qiáng)轉(zhuǎn)矩脈動抑制效果,但是在直接轉(zhuǎn)矩的實(shí)施過程中存在開關(guān)頻率不可控、算法復(fù)雜和容易出現(xiàn)尖峰電流等缺點(diǎn),限制了直接轉(zhuǎn)矩控制的推廣和應(yīng)用。

SRM通過電機(jī)本體設(shè)計(jì)抑制轉(zhuǎn)矩脈動方面的方法可以分為新型SRM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和SRM的優(yōu)化兩大類。在新型SRM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究中,學(xué)者們通常通過優(yōu)化電磁路徑的方法來進(jìn)行轉(zhuǎn)矩脈動的抑制[11]。文獻(xiàn)[13]通過設(shè)計(jì)新型內(nèi)外錯(cuò)齒轉(zhuǎn)子,避免內(nèi)外定子產(chǎn)生磁場的耦合,提出一種磁場解耦型雙定子結(jié)構(gòu)SRM,有效降低了轉(zhuǎn)矩脈動。在SRM優(yōu)化方面,通常采用多目標(biāo)優(yōu)化算法,合理選擇定轉(zhuǎn)子極數(shù)、定轉(zhuǎn)子極弧系數(shù)和轉(zhuǎn)子外形及尺寸等參數(shù),進(jìn)而能夠有效抑制轉(zhuǎn)矩脈動。文獻(xiàn)[14]采用多目標(biāo)系統(tǒng)優(yōu)化算法,實(shí)現(xiàn)了三相6/4結(jié)構(gòu)SRM的效率提高和轉(zhuǎn)矩脈動的抑制。文獻(xiàn)[15]采用粒子群算法,能夠使SRM系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩脈動的抑制效果達(dá)到50%以上。

雖然SRM現(xiàn)有的轉(zhuǎn)矩脈動抑制方法取得了良好的應(yīng)用效果,但是往往會帶來算法復(fù)雜度的提升或者成本的增加。同時(shí)在對SRM轉(zhuǎn)矩脈動產(chǎn)生機(jī)理和抑制策略的不斷深入研究中,逐漸發(fā)現(xiàn)電磁路徑的分布情況是影響SRM轉(zhuǎn)矩脈動的重要因素。而相比于奇數(shù)相SRM,偶數(shù)相SRM的電磁路徑分布不對稱,增大了相間互感和轉(zhuǎn)矩脈動[16]。文獻(xiàn)[17]研究了四相8/6結(jié)構(gòu)SRM的互感特性,結(jié)果表明樣機(jī)存在電磁不對稱勵(lì)磁相,長磁路勵(lì)磁相的負(fù)互感使輸出轉(zhuǎn)矩有所減小,一個(gè)導(dǎo)電周期內(nèi)轉(zhuǎn)矩波形不規(guī)則,增大了轉(zhuǎn)矩脈動。文獻(xiàn)[18]研究了六相12/10結(jié)構(gòu)SRM五種繞組連接方式下的磁路分布、互感特性和運(yùn)行性能,確定了最優(yōu)的繞組連接方式,降低了轉(zhuǎn)矩脈動。文獻(xiàn)[19]詳細(xì)介紹了六相SRM的非對稱磁路和電流不一致現(xiàn)象的產(chǎn)生機(jī)理,并提出采用不等磁軛結(jié)構(gòu)和多目標(biāo)優(yōu)化的方式來改善SRM的轉(zhuǎn)矩性能,取得了良好的應(yīng)用效果。但是上述兩種策略均無法實(shí)現(xiàn)整個(gè)運(yùn)行周期內(nèi)的磁路對稱,進(jìn)而無法消除不對稱磁路帶來的轉(zhuǎn)矩脈動現(xiàn)象。文獻(xiàn)[20]的研究結(jié)果表明繞組連接方式的改變能夠?qū)崿F(xiàn)磁場的動態(tài)調(diào)節(jié),提升SRM的運(yùn)行性能。雖然文獻(xiàn)[21]提出了偶數(shù)相SRM不對稱電磁路徑的解決方法,但是所需成本過高,實(shí)施過程復(fù)雜。因此亟需研究一種新型磁路平衡控制策略,為偶數(shù)相SRM轉(zhuǎn)矩脈動的抑制提供新的解決思路。

本文首先進(jìn)行偶數(shù)相SRM的磁路分析,通過有限元建模和理論分析研究轉(zhuǎn)子偶數(shù)齒和奇數(shù)齒偶數(shù)相SRM的磁鏈和轉(zhuǎn)矩輸出特性,歸納不對稱磁路的產(chǎn)生機(jī)理。然后提出采用模塊化集成式功率變換器拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)磁路平衡控制,分析雙極性勵(lì)磁模式下功率器件的開關(guān)邏輯,給出磁路平衡控制策略的實(shí)施原則。最后通過仿真分析和樣機(jī)實(shí)驗(yàn),驗(yàn)證所提磁路平衡控制能夠有效改善偶數(shù)相SRM的轉(zhuǎn)矩性能,提升系統(tǒng)運(yùn)行的穩(wěn)定性。同時(shí),所提磁路平衡控制策略無需復(fù)雜的算法和優(yōu)化過程,不影響現(xiàn)有的直接轉(zhuǎn)矩控制或者間接轉(zhuǎn)矩控制策略的實(shí)施,因此后續(xù)的研究中可以結(jié)合現(xiàn)有轉(zhuǎn)矩控制策略,增強(qiáng)偶數(shù)相SRM旋轉(zhuǎn)的平滑性。

1 偶數(shù)相開關(guān)磁阻電機(jī)磁路分析

1.1 偶數(shù)相開關(guān)磁阻電機(jī)系統(tǒng)

通常情況下,SRM系統(tǒng)由SRM本體、功率變換器、檢測環(huán)節(jié)和控制器4部分組成。以四相8/6結(jié)構(gòu)SRM為例,其組成如圖1(a)所示。當(dāng)SRM系統(tǒng)運(yùn)行時(shí),首先通過檢測環(huán)節(jié)檢測各相電流信息(iph)和轉(zhuǎn)子位置(θ),然后由控制器計(jì)算SRM的實(shí)時(shí)轉(zhuǎn)速(ns),并結(jié)合給定的轉(zhuǎn)速(n*)和設(shè)置的控制策略,生成各個(gè)功率開關(guān)管的驅(qū)動信號(DS),驅(qū)動電機(jī)正常運(yùn)轉(zhuǎn)[3-6]。

為了保證SRM系統(tǒng)的控制性能和容錯(cuò)能力,功率變換器選擇常用的不對稱半橋功率變換器(asymmetric half-bridge power converter,AHBPC)拓?fù)?如圖1(b)所示。其中:Us為直流供電電源,一般選用蓄電池或者開關(guān)電源;C為直流母線電容,用來進(jìn)行濾波和吸收負(fù)電壓續(xù)流階段回饋的繞組儲能;S1～S8為開關(guān)管;D1～D8為二極管,為避免直通故障,需要選用超快恢復(fù)二極管;La、Lb、Lc和Ld分別為A相、B相、C相和D相的繞組。在AHBPC的驅(qū)動下,能夠有效實(shí)施電壓斬波控制(voltage chopping control,VCC)、電流斬波控制(current chopping control,CCC)和角度位置控制(angle position control,APC)等策略,保證系統(tǒng)穩(wěn)定可靠運(yùn)行[22]。

1.2 磁路分析

在偶數(shù)相SRM系統(tǒng)中,由于不對稱半橋功率變換器帶來的單極性電流勵(lì)磁,會導(dǎo)致磁路不平衡現(xiàn)象的出現(xiàn)[16-21]。為了有效揭示不平衡磁路的產(chǎn)生機(jī)理,本文分別以轉(zhuǎn)子偶數(shù)齒的四相8/6結(jié)構(gòu)SRM和轉(zhuǎn)子奇數(shù)齒的四相12/9結(jié)構(gòu)SRM為分析對象,進(jìn)行不同繞組連接方式下偶數(shù)相SRM的磁極分布和磁路分析。

圖2(a)和圖2(b)為四相8/6結(jié)構(gòu)SRM的兩種繞組連接方式,分別命名為連接方式I和連接方式II。圖2(a)為繞組連接方式I的示意圖。此時(shí)SRM定子極的磁場分布為NSNSSNSN。在兩相同時(shí)勵(lì)磁時(shí),A相和B相、B相和C相、C相和D相之間為短磁路分布,而在D相和A相之間為長磁路分布,分別如圖2(c)和圖2(d)所示。若采用圖2(b)所示的繞組連接方式II,在該繞組連接方式I的影響下,從定子A1極開始,8個(gè)定子極的磁場分布為NNNNSSSS。在兩相同時(shí)勵(lì)磁時(shí),A相和B相、B相和C相以及C相和D相之間的磁場分布為長磁路分布,而在D相和A相之間的磁場分布為短磁路分布,分別如圖2(e)和圖2(f)所示。綜上所述,四相8/6結(jié)構(gòu)SRM在繞組連接方式I時(shí)以短磁路運(yùn)行為主,在繞組連接方式II時(shí)以長磁路運(yùn)行為主,均出現(xiàn)明顯的磁路不平衡現(xiàn)象。

圖2 四相8/6結(jié)構(gòu)SRM繞組連接方式和磁路分析

對于轉(zhuǎn)子奇數(shù)齒的四相12/9結(jié)構(gòu)的SRM來說,磁路分布與四相8/6結(jié)構(gòu)SRM明顯不同,具有更高的復(fù)雜性。本文選取兩種典型的繞組連接方式,分別命名為連接方式I和連接方式II,如圖3(a)和圖3(b)所示。圖3(a)為繞組連接方式I的示意圖,此時(shí)從定子A1極開始,12個(gè)定子極的磁場分布為NSNNSNSNSNSS。在兩相同時(shí)勵(lì)磁時(shí),A相和B相、C相和D相以及D相和A相之間為短磁路分布,如圖3(c)所示。而在B相和C相之間為長磁路分布的現(xiàn)象,如圖3(d)所示。圖3(b)為繞組連接方式II的示意圖,此時(shí)從定子A1極開始,12個(gè)定子極的磁場分布為NNNSSSNNNSSS,類似繞組連接方式I,此時(shí)也會出現(xiàn)長磁路和短磁路交錯(cuò)分布的現(xiàn)象。

圖3 四相12/9結(jié)構(gòu)SRM繞組連接方式和磁路分析

從上述分析可知,轉(zhuǎn)子偶數(shù)齒和轉(zhuǎn)子奇數(shù)齒偶數(shù)相SRM均存在磁路不平衡現(xiàn)象。而上述磁路不平衡現(xiàn)象的產(chǎn)生是由于偶數(shù)相SRM采用AHBPC驅(qū)動時(shí),只能采用單極性電流勵(lì)磁模式,即整個(gè)運(yùn)行過程中相電流方向不變,造成定子磁極分布的相對固定,出現(xiàn)長磁路和短磁路交錯(cuò)分布的現(xiàn)象,進(jìn)而造成磁路不平衡的現(xiàn)象。磁路不平衡現(xiàn)象的出現(xiàn)會影響偶數(shù)相SRM的運(yùn)行性能,以四相8/6結(jié)構(gòu)SRM為例進(jìn)行分析。在單相勵(lì)磁時(shí),四相8/6結(jié)構(gòu)各相磁路相同,具有相同的磁鏈和轉(zhuǎn)矩特性,因此只需研究兩相勵(lì)磁時(shí)磁路不平衡對SRM輸出性能的影響,如圖4所示。

圖4 四相SRM磁鏈和轉(zhuǎn)矩對比

由于繞組連接方式I和II下均只存在短磁路和長磁路兩種情況,因此分別對SRM兩相勵(lì)磁時(shí)短磁路和長磁路下的運(yùn)行情況進(jìn)行分析。圖4(a)為四相8/6結(jié)構(gòu)SRM在短磁路和長磁路運(yùn)行時(shí)的磁鏈對比。從圖中可以看出,短磁路運(yùn)行時(shí)磁鏈明顯大于長磁路運(yùn)行時(shí)的磁鏈,進(jìn)而可知在短磁路運(yùn)行時(shí)SRM產(chǎn)生更高的轉(zhuǎn)矩,且兩種情況下轉(zhuǎn)矩的偏差隨著勵(lì)磁電流和磁路飽和度的增加而增大,如圖4(b)所示。綜上分析可以看出,偶數(shù)相SRM在短磁路和長磁路情況下具有不同的輸出轉(zhuǎn)矩,而對所述的繞組連接方式下,不管對于轉(zhuǎn)子偶數(shù)齒或者轉(zhuǎn)子奇數(shù)齒的偶數(shù)相SRM來說,不可能在一個(gè)轉(zhuǎn)子周期內(nèi)保證全程短磁路或者長磁路運(yùn)行,進(jìn)而會帶來明顯的轉(zhuǎn)矩脈動。

2 提出的磁路平衡控制方法

2.1 集成式變換器拓?fù)?/h3>

為了實(shí)現(xiàn)偶數(shù)相SRM系統(tǒng)的短磁路運(yùn)行,需要改變各個(gè)定子磁極的磁場分布。傳統(tǒng)的AHBPC只能通入單極性的電流,無法通過改變電流方向使長磁路運(yùn)行轉(zhuǎn)變?yōu)槎檀怕愤\(yùn)行,因此本文提出采用集成式變換器拓?fù)涞姆绞竭M(jìn)行雙極性電流勵(lì)磁,如圖5所示。其中,電流從繞組“+”端流入為正向運(yùn)行,從“-”端流入為負(fù)向運(yùn)行。

圖5 集成式變換器拓?fù)?/p>

所采用的集成式變換器拓?fù)溆赡KI和模塊II組成,模塊I和模塊II均為三相全橋功率變換模塊。相比于圖1(b)所示的傳統(tǒng)不對稱半橋功率變換器,集成式變換器拓?fù)溆行p少了所需功率器件的數(shù)目,只需要12個(gè)功率器件。由于三相全橋功率變換模塊的廣泛使用,其成本相比于不對稱半橋功率變換器會大幅度降低。同時(shí)集成化的結(jié)構(gòu)和少功率器件的特性會減小功率變換器體積和故障發(fā)生率,為系統(tǒng)功率密度和可靠性的提高奠定基礎(chǔ)。所采用的集成式變換器拓?fù)渚哂姓騽?lì)磁(Mode 1)、正向上零電壓續(xù)流(Mode 2)、正向下零電壓續(xù)流(Mode 3)、正向退磁(Mode 4)、反向勵(lì)磁(Mode 5)、反向上零電壓續(xù)流(Mode 6)、反向下零電壓續(xù)流(Mode 7)和反向退磁(Mode 8)等8種運(yùn)行模式。以B相為例,不同模式下電流路徑如圖6所示。

圖6 不同模式下電流路徑

通過將8種運(yùn)行模式有效組合能夠?qū)崿F(xiàn)偶數(shù)相SRM的雙極性運(yùn)行,進(jìn)而保證電機(jī)磁路平衡,提高SRM系統(tǒng)的轉(zhuǎn)矩輸出性能。

2.2 磁路平衡控制

所提出的磁路平衡控制策略不影響SRM常用的VCC、CCC和APC等控制策略的實(shí)施,因此以CCC策略為例進(jìn)行磁路平衡控制策略實(shí)施原則的說明,具體如圖7所示。在軟斬波模式下,利用轉(zhuǎn)速反饋,使給定轉(zhuǎn)速(n*)和n經(jīng)PI調(diào)節(jié)器生成參考電流(Iref),將Iref與iph經(jīng)電流滯環(huán)控制器生成控制信號,并將其與對應(yīng)相的位置信號相與,得到對應(yīng)相的驅(qū)動信號。

圖7 CCC原理

在單極性運(yùn)行模式下,斬波信號和位置信號分別用來驅(qū)動上管和下管。在導(dǎo)通區(qū)間,交替采用Mode 1和Mode 3,而在退磁區(qū)間,采用Mode 4,從而能夠?qū)崿F(xiàn)SRM系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。

為了克服磁路不平衡造成的SRM系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩性能下降問題,本文提出采用集成式變換器拓?fù)?能夠?qū)崿F(xiàn)電流雙極性模式的磁路平衡控制策略,其實(shí)施方法如圖8所示,采用正向運(yùn)行和反向運(yùn)行相互交替的模式,在一個(gè)電流周期內(nèi)可以分為兩個(gè)轉(zhuǎn)子運(yùn)行周期,分別命名為第I運(yùn)行周期和第II運(yùn)行周期,在第I運(yùn)行周期為正向運(yùn)行,在第II運(yùn)行周期為反向運(yùn)行。在第I運(yùn)行周期,在導(dǎo)通區(qū)間,采用Mode 1和Mode 3交替運(yùn)行,而在退磁區(qū)域,采用Mode 4。在第II運(yùn)行周期,在導(dǎo)通區(qū)間,采用Mode 5和Mode 6交替運(yùn)行,而在續(xù)流區(qū)間,采用Mode 8。

圖8 磁路平衡控制運(yùn)行模式

在提出的磁路平衡控制方式的作用下,對于四相8/6結(jié)構(gòu)SRM來說,第一個(gè)轉(zhuǎn)子周期內(nèi)的磁場分布為NSNSSNSN,第二個(gè)轉(zhuǎn)子周期內(nèi)的磁場分布為SNSNNSNS,通過兩個(gè)轉(zhuǎn)子周期的磁場共同交替分布,進(jìn)而實(shí)現(xiàn)短磁路運(yùn)行,如圖9(a)所示。對于四相12/9結(jié)構(gòu)的SRM來說,第一個(gè)轉(zhuǎn)子周期內(nèi)的磁場分布為NNSNSNSNSSNS,第二個(gè)轉(zhuǎn)子周期內(nèi)的磁場分布為SSNSNSNSNNSN,從而能夠保證SRM的磁路平衡運(yùn)行。

圖9 磁路平衡控制下磁場分布

3 仿真分析

為了驗(yàn)證所提磁路平衡控制策略的有效性,依據(jù)電壓方程、轉(zhuǎn)矩方程和機(jī)電聯(lián)系方程,在MATLAB/Simulink中搭建一個(gè)150 W四相8/6結(jié)構(gòu)SRM的仿真模型,其中考慮磁路不平衡影響的磁鏈特性和轉(zhuǎn)矩特性采用查找表的方式進(jìn)行建模。設(shè)定仿真步長5 μs,開通為2°,關(guān)斷角25°,給定轉(zhuǎn)速1 000 r/min,負(fù)載轉(zhuǎn)矩1.5 N·m,樣機(jī)在常規(guī)單極性控制(采用圖4(a)所示的繞組連接方式I)和磁路平衡控制下的仿真波形如圖10所示。其中,DS1、DS4和Te分別為開關(guān)管S1的驅(qū)動信號、開關(guān)管S4的驅(qū)動信號和電磁轉(zhuǎn)矩。

圖10 樣機(jī)仿真波形

由仿真結(jié)果可知,單極性運(yùn)行時(shí)開關(guān)管S1的開關(guān)管頻率遠(yuǎn)大于S4的開關(guān)頻率,因此S1上產(chǎn)生的熱應(yīng)力會遠(yuǎn)大于S4上產(chǎn)生的熱應(yīng)力。而采用雙極性控制時(shí),DS1的頻率將為一半,同時(shí)DS4的頻率有所提高,使DS1和DS4的頻率接近,進(jìn)而能夠平衡開關(guān)管S1和S4上的熱應(yīng)力,降低器件的最大失效率。同時(shí)可以看出,在單極性運(yùn)行時(shí),雖然CCC控制能夠保證各相電流的對稱,但是在長磁路運(yùn)行時(shí)輸出轉(zhuǎn)矩有所減少,此時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(γ)為42.6%,而所提出的磁路平衡控制策略能夠保證整個(gè)運(yùn)行周期內(nèi)的短磁路運(yùn)行,此時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動為34.3%,實(shí)現(xiàn)了轉(zhuǎn)矩輸出性能的改善。同時(shí)在負(fù)載轉(zhuǎn)矩1.5 N·m時(shí),在轉(zhuǎn)速從200 r/min到1 200 r/min的范圍內(nèi),所提磁路平衡控制策略均能夠有效降低轉(zhuǎn)矩脈動,如圖11所示。

圖11 不同控制策略下轉(zhuǎn)矩脈動對比

按照文獻(xiàn)[23-24]所示的功率器件損耗解析結(jié)算方法,計(jì)算各個(gè)功率器件的損耗。以模塊II為例,表1對比了單極性軟斬波勵(lì)磁、單極性交替斬波勵(lì)磁和磁路平衡控制策略下功率管的損耗分布情況。可以看出,在單極性軟斬波勵(lì)磁、單極性交替斬波勵(lì)磁和磁路平衡控制策略下,功率管最大損耗和最小損耗的差分別為3.46、3.19、2.15 W,因此可以得到磁路平衡控制下能夠明顯改善功率器件熱分布的不平衡性。

表1 不同控制方式下功率管損耗分布

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提磁路平衡控制策略的有效性,研制了一臺四相8/6結(jié)構(gòu)150 W的小功率SRM,并配備了動態(tài)扭矩測量儀(HCNJ-101)和磁粉制動器分別進(jìn)行轉(zhuǎn)矩的測量和調(diào)節(jié)。同時(shí)搭建了基于TMS320F28335的樣機(jī)控制平臺,MOSFET選用FQA160N08,二極管選用MUR6020,驅(qū)動芯片選用TLP250。硬件實(shí)驗(yàn)平臺的具體構(gòu)造如圖12所示。

圖12 硬件實(shí)驗(yàn)平臺

為了驗(yàn)證短磁路和長磁路對偶數(shù)相SRM電磁性能的影響,將A相和B相分別按照圖2所示連接方式I和連接方式II串聯(lián)連接,其中在連接方式I時(shí),A相和B相之間短磁路運(yùn)行,而在連接方式II時(shí),A相和B相之間長磁路運(yùn)行?？紤]到A相和B相共同運(yùn)行的區(qū)間,轉(zhuǎn)子在A相22.5°時(shí),測量得到驅(qū)動信號、A相電流和繞組兩端電壓(uab)如圖13(a)和圖13(b)所示。接下來,依據(jù)電壓方程,進(jìn)行磁鏈的解析計(jì)算[17],得到的計(jì)算結(jié)果如表2所示。從表2中可以看出,實(shí)驗(yàn)測量結(jié)果和仿真結(jié)果具有較好的吻合度,同時(shí)短磁路運(yùn)行和長磁路運(yùn)行下磁鏈有明顯的差異,從而證明了不同繞組連接方式對偶數(shù)相SRM的電磁性能有明顯的影響,與理論分析結(jié)果相符。

表2 磁鏈測量結(jié)果對比

圖13 磁鏈測量時(shí)驅(qū)動信號、電流和電壓波形

保證和仿真時(shí)相同的開通角、關(guān)斷角、給定轉(zhuǎn)速和負(fù)載轉(zhuǎn)矩,圖14(a)為樣機(jī)在磁路平衡控制時(shí)的運(yùn)行波形,可以看出各相電流幅值對稱,有效說明所提磁路平衡控制策略能夠驅(qū)動樣機(jī)正常運(yùn)行。同時(shí)樣機(jī)生成的電磁轉(zhuǎn)矩波形對稱,解決了單極性運(yùn)行時(shí)長短磁路交替帶來的電磁轉(zhuǎn)矩峰值或者谷值過大的問題,進(jìn)而驗(yàn)證了理論推導(dǎo)和仿真分析的有效性,如圖14(b)所示。而在不同的運(yùn)行轉(zhuǎn)速下,相比于單極性運(yùn)行,樣機(jī)在所提磁路平衡控制策略的作用下,轉(zhuǎn)矩脈動平均降低5.63%以上,如圖15所示。

圖14 實(shí)驗(yàn)波形

圖15 實(shí)驗(yàn)條件下轉(zhuǎn)矩脈動對比

5 結(jié) 論

本文通過分析不同繞組連接方式下磁場的分布情況,揭示了偶數(shù)相開關(guān)磁阻電機(jī)磁路不平衡現(xiàn)象的產(chǎn)生機(jī)理。在此基礎(chǔ)上,提出了結(jié)合集成式功率變換器和雙極性勵(lì)磁的磁路平衡控制策略,并且進(jìn)行了仿真分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。結(jié)果表明所提磁路平衡控制策略具有以下優(yōu)點(diǎn):1)采用集成式功率變換器驅(qū)動,平均每相功率器件數(shù)目由不對稱半橋功率變換器的4個(gè)降低到3個(gè),減少了系統(tǒng)的成本,增強(qiáng)了系統(tǒng)的可靠性;2)所提磁路平衡控制策略實(shí)施簡單,無需復(fù)雜的參數(shù)調(diào)節(jié)和優(yōu)化過程,同時(shí)不影響后續(xù)采用直接轉(zhuǎn)矩控制或者間接轉(zhuǎn)矩控制進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩脈動的降低,具有良好的普適性;3)所提磁路平衡控制策略能夠有效改善偶數(shù)相開關(guān)磁阻電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出能力,不采用任何優(yōu)化策略的情況下,轉(zhuǎn)矩脈動抑制效果增強(qiáng)5.63%以上。