楊明, 楊杰, 趙鐵英, 鄭晨, 韋延方

(1.河南理工大學 電氣工程與自動化學院,河南 焦作 454003; 2.河南省電力公司電力科學研究院,河南 鄭州 450052)

0 引 言

LCL型并網(wǎng)逆變器是連接可再生能源發(fā)電單元與電網(wǎng)的關(guān)鍵接口設(shè)備,用來將直流電能轉(zhuǎn)化為高質(zhì)量的交流電能并饋入電網(wǎng),其性能優(yōu)劣對入網(wǎng)電能質(zhì)量具有重要影響[1-2]。然而,LCL濾波器是一個欠阻尼三階系統(tǒng),其固有的諧振尖峰易引發(fā)控制系統(tǒng)失穩(wěn)[3]。通常,對諧振尖峰的阻尼方式可分為無源阻尼與有源阻尼兩種。其中,無源阻尼是在濾波器的濾波元件兩端并聯(lián)或串聯(lián)無源電阻器,該方式具有可靠性強、實現(xiàn)簡單等優(yōu)點,但會產(chǎn)生不同程度的功率損耗,而在濾波電容兩端串聯(lián)無源電阻器因其功率損耗較小被廣泛應用[4]。為進一步減小無源阻尼帶來的功率損耗,可將無源阻尼方式通過反饋控制相應的電流或電壓狀態(tài)變量進行等效實現(xiàn),便產(chǎn)生了有源阻尼方式,其中,電容電流比例有源阻尼方式不會改變?yōu)V波器在低頻域和高頻域的幅頻衰減特性,被大范圍推廣使用,這與電容兩端并聯(lián)電阻的無源阻尼方式是等效的[5-8]。

然而,隨著數(shù)字控制技術(shù)的發(fā)展,數(shù)字控制延時將對并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性運行產(chǎn)生威脅。一般,系統(tǒng)常采用不對稱規(guī)則采樣方式進行脈沖寬度調(diào)制,會引入1.5拍的等效控制延時[9]。此時,電容電流有源比例有源阻尼回路等效為并聯(lián)在濾波電容兩端的虛擬阻抗,控制延時的存在導致該虛擬阻抗在一定頻域范圍內(nèi)呈現(xiàn)負阻特性,造成并網(wǎng)逆變器對弱電網(wǎng)下較寬范圍變化的電網(wǎng)阻抗魯棒性較差[10]。當系統(tǒng)穩(wěn)定裕度降低時,電網(wǎng)電壓中含有的背景諧波電壓將在并網(wǎng)電流中得到放大,甚至引發(fā)諧波諧振,劣化入網(wǎng)電能質(zhì)量,嚴重威脅并網(wǎng)系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。

目前,針對數(shù)字控制延時導致系統(tǒng)失穩(wěn)的問題,已有諸多學者從不同角度加以分析并提出相應的解決方法,主要分為兩類:1)改變傳統(tǒng)采樣方式,減小數(shù)字控制延時。例如:雙采樣模式實時運算方法[11]、及時采樣方法[12]、基于過采樣的控制方法[13]等減小數(shù)字控制延時的舉措,可有效改善并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性,然而,不同采樣方式的實現(xiàn)依賴于高精度的處理設(shè)備,增加處理器的運行復雜度,并不利于大規(guī)模應用。2)改變傳統(tǒng)電容電流比例有源阻尼方式,通過引入具有相位超前環(huán)節(jié)對控制延時導致的相位滯后進行補償[14-18]。但相位超前環(huán)節(jié)往往具有微分特性,即該環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)分子部分的階數(shù)大于等于分母部分的階數(shù),鉗制了該方式實現(xiàn)的靈活性。

綜上所述,已有的改善數(shù)字控制延時引發(fā)并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性降低的方法,在實現(xiàn)簡單化和靈活性上仍有欠缺。鑒于此,本文提出一種利用負一階慣性環(huán)節(jié)電容電流反饋有源阻尼(capacitive-current-feedback-active-damping,CCFAD)魯棒性方法,該方法可有效擴大阻尼環(huán)路等效虛擬阻抗的正阻范圍,極大地提高并網(wǎng)逆變器對電網(wǎng)阻抗的魯棒性,并網(wǎng)系統(tǒng)諧波諧振亦得到抑制。此外,該方法具有較好的靈活性,僅通過反饋控制電容電壓狀態(tài)變量,即可實現(xiàn)濾波器的有源阻尼及鎖相并網(wǎng)的功能,節(jié)省一組電流傳感器的使用,降低并網(wǎng)逆變器的硬件成本。

1 LCL型并網(wǎng)逆變器CCFAD控制模型建立

圖1為CCFAD雙閉環(huán)LCL型并網(wǎng)逆變器總體控制結(jié)構(gòu)圖。圖1中:Vdc為直流側(cè)電壓;Cdc為直流側(cè)電容;VPCC和Vg分別代表公共并網(wǎng)點(point of common coupling,PCC)電壓與電網(wǎng)電壓;逆變器機側(cè)電感L1、網(wǎng)側(cè)電感L2和濾波電容C組成LCL濾波器;ic和i2分別為電容電流與網(wǎng)側(cè)電流;Hi1為電容電流有源阻尼系數(shù);Hi2為網(wǎng)側(cè)電流反饋系數(shù);通常,電網(wǎng)阻抗呈阻感特性,但阻性分量有利于并網(wǎng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性,因此本文僅考慮電網(wǎng)阻抗為純感抗的最惡劣工況,Lg代表電網(wǎng)等效電感;iref為參考電流信號,由給定參考幅值Iref與鎖相環(huán)(phase locked-loop,PLL)輸出VPCC相位信息sinθ相乘獲得;Gc(s)代表準比例諧振(quasi-proportional resonance,QPR)電流控制器的傳遞函數(shù),表達式為

(1)

圖1 LCL型并網(wǎng)逆變器CCFAD控制結(jié)構(gòu)圖

式中:Kp為比例系數(shù);Kr為諧振系數(shù);ω0≈314 rad/s為電網(wǎng)電壓基波角頻率;ωi代表諧振寬度,為適應電網(wǎng)基頻(1±5%)ω0的波動,通常選取ωi=3.14。

根據(jù)圖1所示總體控制結(jié)構(gòu)圖,可以得到如圖2所示的LCL型并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。圖2中,Kpwm=Vdc/Vtri代表逆變橋等效增益(Vtri為脈沖寬度調(diào)制過程中的三角載波幅值);等效電感LT=L2+Lg。為避免開關(guān)噪聲對控制系統(tǒng)的影響,并網(wǎng)逆變器常采用不對稱規(guī)則采樣進行數(shù)字控制,其采樣頻率fs為開關(guān)頻率fsw的2倍,這將引入1拍的計算延時與0.5拍的調(diào)制延時。Gd(s)代表數(shù)字控制延時在s域中的等效傳遞函數(shù),常近似表示為

(2)

圖2 LCL型并網(wǎng)逆變器CCFAD系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

式中Ts代表采樣周期。

根據(jù)圖1可以推導出iref(s)到i2(s)的開環(huán)傳遞函數(shù)T0(s),其表達式為

(3)

式中fr代表LCL濾波器的諧振頻率,表示為

(4)

為便于后續(xù)分析,本文以一臺3 kW的單相LCL型并網(wǎng)逆變器為例,主電路參數(shù)見表1。需要說明的是,電流控制器Gc(s)僅對開環(huán)系統(tǒng)在基頻附近的特性產(chǎn)生影響,本文主要分析數(shù)字控制延時與電網(wǎng)阻抗交互作用下在高頻域?qū)刂葡到y(tǒng)穩(wěn)定性的影響,因此后續(xù)不考慮電流控制器(Gc(s)=1)的作用。

表1 并網(wǎng)逆變器主電路參數(shù)

1.1 傳統(tǒng)CCFAD控制的穩(wěn)定性分析

對圖2進行等效變換,得到如圖3(a)所示的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。由此可見,CCFAD環(huán)路等效為并聯(lián)在濾波電容支路兩端的虛擬阻抗Zeq(s),等效電路模型如圖3(b)所示,其表示為

圖3 并網(wǎng)逆變器的等效模型

Zeq(s)=RAe1.5Tss。

(5)

式中RA=L1/(CKpwmHi1)

不考慮數(shù)字控制延時(Gd(s)=1)的情況下,Zeq(s)為純電阻RA,等效為濾波電容并聯(lián)電阻的無源阻尼方式;數(shù)字控制延時的引入,Zeq(s)變成一個與頻率相關(guān)的虛擬阻抗,勢必會對控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性造成影響。

令s=jω并代入式(5)得到Zeq(jω),將其等效為虛擬電阻Req(ω)與虛擬電抗Xeq(ω)的并聯(lián)形式,即Zeq(jω)=Req(ω)//jXeq(ω),Req(ω)與Xeq(ω)的表達式分別為:

(6)

圖4 Req(ω)與Xeq(ω)的頻率特性曲線

圖5 開環(huán)傳遞函數(shù)T0(s)的伯德圖

分別記T0(s)在fs/6和fr處對應的幅值裕度為GM1、GM2,通過式(3)可以推導出二者的表達式為:

GM1=

(7)

(8)

由此可以繪制出GM1、GM2關(guān)于Lg的變化曲線,如圖6所示。從圖6可以看出,GM1隨著Lg的增加逐漸減小,而GM2隨著Lg的增加逐漸增大,并且GM1關(guān)于Lg的變化速率高于GM2關(guān)于Lg的變化速率,即在Lg變化過程中GM1率先為0 dB。令GM1=0 dB,根據(jù)式(7)易推導出使系統(tǒng)處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)時Lg的值為

(9)

圖6 GM1、GM2關(guān)于Lg的變化曲線

由此可見,當LCL濾波器諧振頻率fs/6

1.2 并網(wǎng)系統(tǒng)的諧波諧振分析

實際上,網(wǎng)側(cè)電流包括激勵參考電流產(chǎn)生的響應分量,還含有擾動電網(wǎng)電壓產(chǎn)生的響應分量,由于參考電流具有較好的正弦度,因此在系統(tǒng)穩(wěn)定性良好的情況下,使網(wǎng)側(cè)電流發(fā)生畸變的主要原因是電網(wǎng)電壓的擾動作用。根據(jù)圖2可以推導出Vg(s)到i2(s)的擾動閉環(huán)傳遞函數(shù)Y(s),表達式為

(10)

其中:

(11)

Gx2(s)=

(12)

將s=jω代入式(10),并進行簡化可得

|Y(j2πf)|=

(13)

其中:

(14)

令Lg=Lgm,將式(9)代入式(13),可以得到在頻率f=fs/6處有1/|Y(j2πf)|=0成立,意味著當電網(wǎng)阻抗Lg=Lgm時,電網(wǎng)電壓在頻率fs/6處的背景諧波將得到無限放大,這被稱為并網(wǎng)系統(tǒng)的諧波諧振。根據(jù)式(13)可以繪制出|Y(j2πf)|關(guān)于變量Lg、f的函數(shù)圖像,如圖7所示。觀察圖7可知,隨著Lg的增加,|Y(j2πf)|的諧振尖峰逐漸向fs/6發(fā)生偏移,并且諧振程度逐漸加深,電網(wǎng)電壓背景諧波將得到放大,此時網(wǎng)側(cè)電流發(fā)生嚴重畸變。

圖7 |Y(j2πf)|關(guān)于Lg、f的變化曲線

為了驗證|Y(j2πf)|對電網(wǎng)電壓背景諧波的放大作用,在電網(wǎng)電壓Vg中分別注入微量60～80頻次諧波電壓,其大小為基波幅值的0.25%,并網(wǎng)逆變器在不同電網(wǎng)阻抗條件下的網(wǎng)側(cè)電流仿真波形如圖8所示。從圖8可以看出,隨著Lg的增加,網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量逐漸劣化,對其進行快速傅里葉變換分析(fast Fourier transform,FFT)可見,諧波含量亦有所增大,并且諧波頻次放大現(xiàn)象逐漸向低頻域發(fā)生偏移,這與前述理論分析吻合。

圖8 傳統(tǒng)CCFAD方法網(wǎng)側(cè)電流仿真波形

2 魯棒性CCFAD方法

根據(jù)第二節(jié)分析可知,并網(wǎng)逆變器采用傳統(tǒng)電容電流比例有源阻尼方法工作時,隨著Lg的增加系統(tǒng)穩(wěn)定裕度逐漸降低,同時電網(wǎng)電壓中的背景諧波將被放大,易引發(fā)諧波諧振現(xiàn)象進而劣化并網(wǎng)電能質(zhì)量。鑒于此,本節(jié)提出一種魯棒性CCFAD方法,可有效提高控制系統(tǒng)在弱電網(wǎng)下的穩(wěn)定裕度,增強并網(wǎng)逆變器對電網(wǎng)阻抗的適應能力。

圖9給出了所提方法的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖,其中H(s)的傳遞函數(shù)表達式為

(15)

圖9 魯棒性CCFAD的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

式中:K為比例系數(shù);fn代表轉(zhuǎn)折頻率。

根據(jù)圖9,可以得到所提方法的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)T1(s)表達式,為

T1(s)=

(16)

2.1 魯棒性CCFAD的等效虛擬阻抗

將式(5)中的Hi1替換為H(s),即可得魯棒性CCFAD方法并聯(lián)在濾波電容支路兩端的等效虛擬阻抗Zeq1(s)表達式,為

(17)

同樣地,將s=jω代入式(17)得到Zeq1(jω)=Req1(ω)//Xeq1(ω),其等效并聯(lián)虛擬電阻Req1(ω)與虛擬電抗Xeq1(ω)分別為:

(18)

根據(jù)式(18)可知,K值與虛擬阻抗Zeq1(jω)的幅值有關(guān),而Req1(ω)和Xeq1(ω)的特性分界頻率僅由fn決定。圖10給出了Req1(ω)與Xeq1(ω)在奈奎斯特頻率(fs/2)范圍內(nèi)關(guān)于fn的特性曲線。從圖10可以看出,Req1(ω)存在兩個分界頻率,在頻域(0,fR1)、(fR2,fs/2)范圍內(nèi)均表現(xiàn)為負阻特性,而在頻域(fR1,fR2)范圍內(nèi)為正阻特性,并且0

圖10 Req1(2πf)與Xeq1(2πf)的頻率特性曲線

fn=fR1tan(3πTsfR1)≤fr1tan(3πTsfr1)。

(19)

2.2 參數(shù)設(shè)計

將式(16)改寫為

(20)

其中

(21)

根據(jù)式(20)可知,ψ(s)等效為前向增益G(s),反饋增益為H(s)的閉環(huán)負反饋系統(tǒng),其開環(huán)傳遞函數(shù)為φ(s)=G(s)H(s)。因此,T1(s)不包含右半平面極點與ψ(s)閉環(huán)穩(wěn)定是等價的。將式(17)代入φ(s),得

(22)

由式(22)可見,φ(s)的相位曲線分別在fR1與fR2處各產(chǎn)生一次穿越,記幅值裕度分別為GMR1、GMR2,其伯德圖如圖11所示。GMR1與GMR2分別表示為:

(23)

圖11 開環(huán)傳遞函數(shù)φ(s)的伯德圖

(24)

由于φ(s)不包含右半平面極點,為保證ψ(s)閉環(huán)穩(wěn)定,需滿足GMR1>0 dB且GMR2>0 dB。根據(jù)式(23)、式(24)可知,GMR1是關(guān)于Lg的減函數(shù),而GMR2是關(guān)于Lg的增函數(shù),故在Lg變化過程中,僅需滿足GMR1>0 dB即可保證ψ(s)閉環(huán)穩(wěn)定,由式(23)可得

(25)

將式(19)代入式(25),得

(26)

如圖12陰影部分所示,給出了fR1與K的可取區(qū)域。顯然,在頻域(0,fr1)范圍內(nèi),K是關(guān)于fR1的單調(diào)減函數(shù)。由于K值會改變虛擬電阻Req1(ω)的幅值大小,勢必影響系統(tǒng)諧振尖峰的阻尼效果。因此,為便于設(shè)計電流控制器,可適當選取較小的fR1,以此獲得較大范圍K值,增強系統(tǒng)諧振尖峰的阻尼效果。

圖12 fR1與K的可取區(qū)域

此外,濾波電容支路為高次諧波提供了低阻抗通路,導致電容電流中含有大量高次諧波電流,為提高脈沖寬度調(diào)制的可靠性,可選取分界頻率fR1=325 Hz,利用H(s)的低通幅頻特性濾除諧波電流,通過(19)可求得fn=50 Hz,此時0

事實上,電網(wǎng)阻抗不可能無窮大,并網(wǎng)逆變器接入電網(wǎng)時,電網(wǎng)強弱可由交流系統(tǒng)短路容量比(short-circuit ratio,SCR)來評定,并網(wǎng)逆變器需要在SCR≥10的復雜工況下穩(wěn)定運行,因此本文考慮Lg的變化范圍為0到2.6 mH(SCR=10)。

由于電網(wǎng)阻抗不利于系統(tǒng)穩(wěn)定性,如圖13所示,給出了T1(s)在Lg=2.6 mH時的伯德圖。從圖13可以看出,隨著K值增加,系統(tǒng)諧振尖峰阻尼效果越來越顯著,并且開環(huán)截止頻率隨著K值的增加而提高。因此,為了增強阻尼效果且提高系統(tǒng)帶寬,可選取K=898。顯然,T1(s)不含右半平面極點,根據(jù)奈奎斯特穩(wěn)定性判據(jù),需使一次負穿越失效,才能夠保證并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)閉環(huán)穩(wěn)定。此時易設(shè)計網(wǎng)側(cè)電流反饋系數(shù)Hi2=0.044 7,QPR電流控制器的參數(shù)為Kp=1、Kr=40[19]。

圖13 開環(huán)傳遞函數(shù)T1(s)的伯德圖

根據(jù)前述參數(shù)設(shè)計,如圖14所示,給出了魯棒性CCFAD方法的開環(huán)傳遞函數(shù)T1(s)伯德圖。從圖14可以看出,當電網(wǎng)電感分別為Lg=0、1.3、2.6 mH時,系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度分別為PM=66°、62.7°、60.1°,GM=8.06、4.75、4.24 dB,此時系統(tǒng)具有較強的穩(wěn)定性,并網(wǎng)逆變器對弱電網(wǎng)適應能力得到極大地提高。

圖14 補償后T1(s)的伯德圖

為避免在Lg變化過程中,系統(tǒng)可能出現(xiàn)局部失穩(wěn)現(xiàn)象,如圖15所示,給出了系統(tǒng)閉環(huán)主導極點根軌跡。其中,延時環(huán)節(jié)采用三階Pade近似進行線性化處理[20]。

圖15 CCFAD方法的主導極點根軌跡

從圖15可以看出,隨著Lg的增加,傳統(tǒng)電容電流比例有源阻尼方法的閉環(huán)主導極點逐漸向虛軸靠近,直至出現(xiàn)右半平面極點,并網(wǎng)逆變器失穩(wěn);然而,魯棒性CCFAD方法在Lg變化過程中,系統(tǒng)閉環(huán)主導極點始終處于左半平面,系統(tǒng)穩(wěn)定性得到保證。

同理,將式(7)中的Hi1替換為H(s),如圖16所示給出了在所提方法下,|Y(j2πf)|關(guān)于變量Lg、f的函數(shù)圖像。比較圖7和圖16可以看到,所提魯棒性CCFAD方法在Lg較寬范圍變化時,并網(wǎng)系統(tǒng)對電網(wǎng)電壓背景諧波具有極強的抑制作用,并且隨著Lg的增加,諧振程度逐漸變?nèi)?避免了諧波諧振現(xiàn)象的發(fā)生。由此可見,所提方法不僅提高了并網(wǎng)系統(tǒng)在數(shù)字控制延時與電網(wǎng)阻抗交互作用下的穩(wěn)定性,還增強了電網(wǎng)電壓背景諧波抑制效果,有效改善并網(wǎng)電能質(zhì)量。

圖16 所提方法下|Y(j2πf)|關(guān)于Lg、f的變化曲線

與圖8類似,在電網(wǎng)電壓Vg中分別注入微量60～80頻次諧波電壓,此時諧波大小為基波幅值的0.5%,并網(wǎng)逆變器在不同電網(wǎng)阻抗條件下的網(wǎng)側(cè)電流仿真波形如圖17所示。

圖17 魯棒性CCFAD方法網(wǎng)側(cè)電流仿真波形

從圖17可以看出,并網(wǎng)逆變器在所提魯棒性CCFAD方法下運行時,電網(wǎng)電壓背景諧波得到抑制,并且隨著Lg的增加,網(wǎng)側(cè)電流諧波含量亦逐漸降低,并網(wǎng)系統(tǒng)在適應弱電網(wǎng)能力提升的同時,具有較好的并網(wǎng)電能質(zhì)量。

2.3 魯棒性CVFAD方法及其PF校正

LCL型并網(wǎng)逆變器采用傳統(tǒng)CCFAD方法及魯棒性CCFAD方法進行電能變換時,需要使用三組傳感器分別采集電容電流ic、網(wǎng)側(cè)電流i2以及并網(wǎng)點電壓VPCC的信息。為了降低并網(wǎng)逆變器的硬件成本并增強設(shè)備可靠性,所提魯棒性CCFAD方法可轉(zhuǎn)換為電容電壓反饋有源阻尼(capacitive-voltage-feedback-active-damping,CVFAD)控制,系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖18所示。其中,有源阻尼環(huán)節(jié)H1(s)=sCH(s)。此時,可通過采集電容電壓信息進行鎖相,減少了一組電流傳感器的使用。然而,并網(wǎng)逆變器將處于非單位功率因數(shù)(power factor,PF)并網(wǎng),為提高電能利用率,需要對并網(wǎng)功率因數(shù)進行校正。

圖18 魯棒性CVFAD方法的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

需要說明的是,逆變器接入電網(wǎng)的并網(wǎng)功率因數(shù)測定是在公共并網(wǎng)點進行的,因此在分析并網(wǎng)系統(tǒng)PF時可以忽略電網(wǎng)阻抗的存在。圖19為LCL濾波器的電路模型,以網(wǎng)側(cè)電流i2為參考向量,由于采用電容電壓Vc鎖相,則電容電壓與網(wǎng)側(cè)電流同相位。根據(jù)基爾霍夫電壓定律(Kirchhoff’s voltage law,KVL),如圖20給出了Vc和VPCC的矢量關(guān)系圖。

圖19 LCL濾波器電路模型

圖20 LCL濾波器矢量關(guān)系圖

由圖20可以求得VPCC與Vc的相位差為

(27)

式中I2和Vc分別代表網(wǎng)側(cè)電流與電容電壓的基頻有效值,可通過電流、電壓傳感器采集的信息進行求取。

由此可見,相位差γ是造成逆變器無法單位功率因數(shù)并網(wǎng)的原因。為減少并網(wǎng)點處的無功功率,應對功率因數(shù)進行校正。如圖21所示,給出了傳統(tǒng)前置二階廣義積分器(second-order generalized integrator,SOGI)的同步旋轉(zhuǎn)坐標系鎖相環(huán)(synchronous reference frame PLL,SRF-PLL)原理示意圖。顯然,根據(jù)圖20和圖21可知,電容電壓的相位信息θ0超前并網(wǎng)點電壓γ,為保證并網(wǎng)逆變器單位功率因數(shù)并網(wǎng),實際參考電流的相位信息應為θ=θ0-γ,PF校正如圖21所示。

圖21 鎖相環(huán)原理示意圖

3 實驗驗證

本文采用Rtuit公司開發(fā)的實時數(shù)字控制器RTU-BOX204控制平臺,搭建了如圖1所示的3 kW單相LCL型并網(wǎng)逆變器實驗樣機,主電路參數(shù)與表1一致,對所提魯棒性CCFAD方法進行實驗驗證,具體實驗結(jié)構(gòu)圖如圖22所示。其中,DCPS8022數(shù)字控制直流電源可提供400 V×20 A的輸出功率,電流和電壓霍爾傳感器分別采用ACS712與LV25P,開關(guān)管選用兩個二單元的IGBT模塊2MBI75VA,開關(guān)管驅(qū)動采用大功率IGBT驅(qū)動模塊TX-DA962,示波器采用泰克Tektronix MDO3014示波器100 MHz四通道混合域。

圖22 單相LCL型并網(wǎng)逆變器實驗結(jié)構(gòu)圖

3.1 魯棒性CCFAD方法的實驗結(jié)果

為驗證所提魯棒性CCFAD方法的有效性,本節(jié)給出相應的實驗結(jié)果,此時仍采用并網(wǎng)點電壓進行鎖相。如圖23所示,給出了并網(wǎng)逆變器運行在傳統(tǒng)電容電流比例反饋有源阻尼控制下的網(wǎng)側(cè)電流i2和并網(wǎng)點電壓VPCC的穩(wěn)態(tài)實驗波形?？梢钥闯?當電網(wǎng)電感Lg=0.2 mH時,并網(wǎng)逆變器的網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量已然較差,測得網(wǎng)側(cè)電流總諧波畸變率(total harmonic distortion,THD)的值為4.65%;然而,隨著Lg增加至0.3 mH,此時開環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定裕度較低,電網(wǎng)電壓中含有的背景諧波得到相應的放大,網(wǎng)側(cè)電流與并網(wǎng)點電壓波形發(fā)生明顯畸變,并網(wǎng)電能質(zhì)量較差,此時網(wǎng)側(cè)電流與并網(wǎng)點電壓的THD值分別達到了62.35%和20.83%,無法滿足相應的并網(wǎng)要求(網(wǎng)側(cè)電流THD<5%)。這與前述理論分析相吻合。

圖23 傳統(tǒng)CCFAD方法下的并網(wǎng)實驗波形

當并網(wǎng)逆變器在所提魯棒性CCFAD方法下運行時,網(wǎng)側(cè)電流i2和并網(wǎng)點電壓VPCC的穩(wěn)態(tài)實驗波形如圖24所示。顯然,并網(wǎng)系統(tǒng)分別在Lg=0、1.3、2.6 mH條件下均具有良好的入網(wǎng)電能質(zhì)量,測得的相應網(wǎng)側(cè)電流THD值均小于4%,驗證了所提方法可顯著提高并網(wǎng)逆變器對弱電網(wǎng)的適應能力,系統(tǒng)魯棒性得到增強。此外,圖25給出了網(wǎng)側(cè)電流跳變的動態(tài)實驗波形。從圖25可以看出,當設(shè)置參考電流進行滿載/半載動態(tài)跳變的情況時,網(wǎng)側(cè)電流在跳變瞬間出現(xiàn)短暫的調(diào)節(jié)過程,但很快進入穩(wěn)態(tài),系統(tǒng)具有良好的動態(tài)性能。

圖24 魯棒性CCFAD方法下的并網(wǎng)實驗波形(VPCC鎖相)

3.2 魯棒性CVFAD方法的實驗結(jié)果

為驗證所提方法的靈活性,本節(jié)給出了魯棒性CVFAD方法相應的實驗結(jié)果,此時仍采用并網(wǎng)點電壓進行鎖相。分別設(shè)置電網(wǎng)電感Lg=0、1.3、2.6 mH,當并網(wǎng)逆變器采用魯棒性CVFAD進行并網(wǎng)運行時,其網(wǎng)側(cè)電流i2和并網(wǎng)點電壓VPCC的穩(wěn)態(tài)實驗波形如圖26所示。

圖26 魯棒性CVFAD方法下的并網(wǎng)實驗波形 (VPCC鎖相)

從圖26可以看出,并網(wǎng)逆變器運行在CVFAD方法下的入網(wǎng)電能質(zhì)量較好,可適應弱電網(wǎng)下較寬范圍變化的電網(wǎng)阻抗,系統(tǒng)具有較強的魯棒性。

為了減少一組電流傳感器的使用,可采集電容電壓信息進行鎖相,此時并網(wǎng)逆變的網(wǎng)側(cè)電流和并網(wǎng)點電壓實驗結(jié)果如圖27所示。結(jié)合圖20可知,網(wǎng)側(cè)電流i2超前VPCC的角度為γ,從圖27可以看出,采用電容電壓鎖相將造成并網(wǎng)逆變器無法單位功率因數(shù)并網(wǎng),此時需對其進行功率因數(shù)校正。如圖28所示,給出了并網(wǎng)逆變器在Lg=0 mH時進行PF校正后的并網(wǎng)實驗波形。從圖28可以看出,PF校正前i2超前VPCC的角度為γ,切換為PF校正時網(wǎng)側(cè)電流出現(xiàn)短暫的動態(tài)跳變過程即可恢復穩(wěn)態(tài),并且此時并網(wǎng)逆變器實現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)。

圖27 魯棒性CVFAD方法下的并網(wǎng)實驗波形(Vc鎖相)

圖28 功率因數(shù)校正后的并網(wǎng)實驗波形(Vc鎖相)

由此可見,相較于傳統(tǒng)CCFAD方法,本文所提魯棒性CCFAD方法可有效改善并網(wǎng)系統(tǒng)在數(shù)字控制延時與電網(wǎng)阻抗交互影響下的穩(wěn)定性,其良好的入網(wǎng)電能質(zhì)量滿足并網(wǎng)要求。此外,CVFAD方法的應用,在引入PF校正環(huán)節(jié)后,不僅節(jié)省了一組電流傳感器的使用,還可以保證并網(wǎng)逆變器的單位功率因數(shù)并網(wǎng),極大地提高了電能利用率。

4 結(jié) 論

本文以單相LCL型并網(wǎng)逆變器為例,對采用CCFAD方法在弱電網(wǎng)條件下進行并網(wǎng)運行時的空控制系統(tǒng)穩(wěn)定性進行分析,得出以下結(jié)論:

1)通過對傳統(tǒng)CCFAD方法進行分析,明確了數(shù)字控制延時與電網(wǎng)阻抗交互作用對并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)穩(wěn)定性造成的影響:數(shù)字控制延時導致并聯(lián)等效虛擬電阻在一定頻域范圍內(nèi)表現(xiàn)出負阻特性,造成并網(wǎng)逆變器無法適應較寬范圍變化的電網(wǎng)阻抗,易引發(fā)諧波諧振現(xiàn)象,甚至失穩(wěn)離網(wǎng)。

2)針對數(shù)字控制延時導致的失穩(wěn)問題,本文提出一種利用負一階慣性環(huán)節(jié)進行電容電流反饋有源阻尼控制的魯棒性CCFAD方法,該方法可保證并聯(lián)等效虛擬電阻在濾波器諧振頻率有效范圍內(nèi)始終表現(xiàn)為正阻特性,極大地提高了并網(wǎng)逆變器對電網(wǎng)阻抗的魯棒性,穩(wěn)定提升的同時,并網(wǎng)系統(tǒng)諧波諧振亦得到抑制。

3)進一步對所提魯棒性CCFAD方法進行改進,可通過采集電容電壓狀態(tài)變量進行反饋控制,對諧振尖峰進行有源阻尼,得到魯棒性CVFAD方法。此外,當利用電容電壓進行鎖相獲得網(wǎng)側(cè)參考電流相位信息時,并對其進行功率因數(shù)校正,相較于傳統(tǒng)CCFAD方法和魯棒性CCFAD方法,節(jié)省了一組電流傳感器的使用,降低設(shè)備成本。