陳正格, 許建平, 陳旭, 漆謹(jǐn)

(西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院,四川 成都 611756)

0 引 言

在全球范圍內(nèi),照明系統(tǒng)消耗了近20%的電力,預(yù)計(jì)未來20年照明能源需求將進(jìn)一步增加[1]。近十年來,傳統(tǒng)光源正被壽命更長、發(fā)光效率更高的發(fā)光二極管(light emitting diode,LED)取代[1-2]。目前,LED照明被廣泛應(yīng)用于城市亮化工程、無人機(jī)表演、路燈照明、大型場館照明、電動(dòng)汽車、農(nóng)業(yè)等多種場合[3]。隨著LED的大范圍使用,Energy star等產(chǎn)品性能標(biāo)識(shí)對(duì)LED的要求也變得苛刻。如2009年生效的標(biāo)準(zhǔn)中,僅要求功率≥ 25 W的民用LED照明功率因數(shù)(power factor,PF)≥0.7,商用LED照明PF≥0.9;而2011年生效的標(biāo)準(zhǔn)已對(duì)功率≥5 W的LED照明均做出上述要求[4]。因此,研究高性能的LED驅(qū)動(dòng)具有超前意義。

目前,LED驅(qū)動(dòng)主要性能指標(biāo)包括成本、使用壽命、效率、光譜調(diào)節(jié)能力、光照范圍等[4-5]。由于應(yīng)用場合的差異,LED驅(qū)動(dòng)電路的性能側(cè)重點(diǎn)有所不同。比如,在街邊路燈照明中,由于數(shù)量眾多的路燈整體能耗大、維護(hù)成本高,LED裝置的使用壽命、光照范圍與發(fā)光效能較為重要[6-7];而在農(nóng)業(yè)應(yīng)用中,由于植物在不同生長階段對(duì)不同特定波長光源有不同的反應(yīng),因此LED裝置應(yīng)具備精細(xì)可控的光譜調(diào)節(jié)能力、低啟動(dòng)電流與高效率等特性[8]。

因此,為應(yīng)對(duì)特定場景的不同要求,相關(guān)學(xué)者提出不同的功率因數(shù)校正變換(power factor correction,PFC)電路驅(qū)動(dòng)LED。為延長AC-DC驅(qū)動(dòng)電路的使用壽命,學(xué)者們提出多種輸出電流紋波抑制、消除電路,避免在輸出側(cè)使用壽命有限的電解電容[9-12]。在液晶顯示器中,為實(shí)現(xiàn)LED高演色性(color rendering index,CRI),避免傳統(tǒng)白光LED色移現(xiàn)象[13],學(xué)者們采用多路并聯(lián)RGB-LED[14]、可快速調(diào)節(jié)母線電壓的輔助電路[15]、母線電容可控投切[16]等方式;其次,為實(shí)現(xiàn)多路輸出LED串的均流,簡單、高效、低成本的多種無源均流電路被學(xué)者提出與分析[17-19]。

另外,為降低電價(jià)增長帶來的變換器運(yùn)行成本,同時(shí)響應(yīng)低碳的政策號(hào)召,各類無橋AC-DC變換器被提出[20-29]。這類拓?fù)洳辉偈褂枚O管整流橋,而是通過減少電流通路中半導(dǎo)體器件數(shù)量實(shí)現(xiàn)更低的導(dǎo)通損耗[20]。近十年來,基于boost、Cuk、buck-boost等廣泛應(yīng)用于AC-DC LED驅(qū)動(dòng)的經(jīng)典電路拓?fù)?學(xué)者們提出更高效的無橋AC-DC LED驅(qū)動(dòng)變換器[24-27]。文獻(xiàn)[24]提出基于雙并聯(lián)Cuk變換單元所得的無橋Cuk電路并分析其工作特性。文獻(xiàn)[25]提出諧振無橋boost LED驅(qū)動(dòng)電路,通過諧振電容均流網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)多路均流。文獻(xiàn)[26]基于傳統(tǒng)boost PFC與半橋LLC諧振電路的兩級(jí)架構(gòu),提出一種通過器件融合的準(zhǔn)單級(jí)無橋電路,其具有更少的開關(guān)器件。文獻(xiàn)[27]基于雙buck-boost變換單元給出一種低開關(guān)管應(yīng)力的單級(jí)無橋buck-boost PFC拓?fù)?但該類無橋拓?fù)涞碾p變換單元僅交替工作于半個(gè)工頻周期,器件利用率不高。

針對(duì)文獻(xiàn)[27]的缺點(diǎn),本文提出一種通過雙電感復(fù)用實(shí)現(xiàn)低輸出電流紋波的無橋buck-boost PFC變換器。所提出的變換器具有以下特性:1)其中一個(gè)電感與輸入側(cè)連接,工作于電流斷續(xù)導(dǎo)電模式(discontinuous conduction mode,DCM),變換器可采用單閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)高PF與輸出調(diào)節(jié);2)另一電感與輸出側(cè)連接,工作于電流連續(xù)導(dǎo)電模式(continuous conduction mode,CCM),濾除更多高次輸出諧波,實(shí)現(xiàn)低輸出紋波;3)類似傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器,該改進(jìn)型拓?fù)淙匀豢梢允褂煤C波注入的控制進(jìn)一步降低輸出電流紋波。

本文分析變換器工作原理,推導(dǎo)PF值、輸出紋波io,rip表達(dá)式,給出諧波注入的控制方法。最后,通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證拓?fù)涞目尚行耘c理論分析的正確性。

1 無橋buck-boost PFC變換器

1.1 提出的拓?fù)浣榻B

由于buck-boost PFC變換器的功率通常僅為數(shù)十瓦,一般采用簡單的單電流閉環(huán)控制。圖1給出了傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器主電路圖,包括二極管整流橋、開關(guān)管S、二極管D、輸出電容Co、電感L、電磁干擾(electromagnetic interference, EMI)濾波電容Cf、電感Lf。

圖1 傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器及其控制

圖2(a)、圖2(b)分別給出了單電流閉環(huán)控制和含諧波注入的單電流閉環(huán)控制無橋buck-boost PFC變換器原理圖。在無橋buck-boost PFC拓?fù)渲?包括整流二極管DR1和DR2、開關(guān)管S1和S2、輸出二極管D1和D2、電感器L1和L2、輸出電解電容C1和C2以及雙向中間電容C3。其中,S1、S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vgs1、Vgs2可以完全相同,實(shí)現(xiàn)控制簡化。

圖2 提出的無橋buck-boost PFC變換器及兩種控制方法

在無橋buck-boost PFC拓?fù)鋄22]中,由S1、D1、L1和S2、D2、L2組成的雙buck-boost變換單元分別僅工作在正、負(fù)半個(gè)工頻周期,變換器整體器件利用率不高。本文僅增加中間電容C3(如圖2所示),可以使得雙電感在半個(gè)工頻周期內(nèi),分別工作于DCM與CCM,且未增加控制復(fù)雜性。

1.2 工作模態(tài)

為簡化分析,作如下假設(shè):1)所有器件為理想器件;2)工頻周期遠(yuǎn)大于開關(guān)周期TS,輸入電壓vin在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可以認(rèn)為是常數(shù)。

由于無橋buck-boost PFC變換器在正、負(fù)半個(gè)工頻周期的運(yùn)行模式相似,本文僅給出正半工頻周期工作模態(tài)圖,如圖3所示。圖4給出了半個(gè)工頻周期與開關(guān)周期所對(duì)應(yīng)的主要器件波形圖。由圖3與圖4可知,所提出的buck-boost PFC變換器由于交流輸入過零換流而存在兩種工作階段:

圖3 提出的變換器交流換流時(shí)工作模態(tài)與主模態(tài)

圖4 不同工作模態(tài)的關(guān)鍵器件波形圖

1)當(dāng)交流輸入處于過零換流階段時(shí),變換器中間電容電壓vC3也需要完成換向;此時(shí),變換器工作模態(tài)為A1～A3,vC3電壓不斷增大,且只有一個(gè)電感處于DCM;

2)當(dāng)中間電容電壓vC3足夠大(即存儲(chǔ)能量足夠大)時(shí),C3可以支撐閑置電感開始運(yùn)行于CCM;此時(shí),變換器開始運(yùn)行于主要工作模態(tài),其工作模態(tài)為B1～B4,且兩個(gè)電感分別工作于CCM與DCM。

下邊對(duì)第一、第二工作階段分別進(jìn)行介紹。首先介紹A1～A3工作模態(tài)對(duì)應(yīng)的第一工作階段。

工作模態(tài)A1[tA0～tA1]:如圖3(a)所示,當(dāng)S1導(dǎo)通時(shí),vin對(duì)L1充電,iL1線性增大。同時(shí),C1與C2為負(fù)載供能。此階段,iL1增大,VC1、VC2減小。

工作模態(tài)A2[tA1～tA2]:如圖3(b)所示,當(dāng)S1關(guān)斷時(shí),iL1通過D1向C1、C3與負(fù)載供能,C2繼續(xù)為負(fù)載供能。此階段,iL1、VC2減小,VC1、vC3增大。

工作模態(tài)A3[tA2～tA3]:如圖3(c)所示,S1保持關(guān)斷,當(dāng)iL1下降至0時(shí),此工作模態(tài)開始。C1與C2為負(fù)載供能。此階段VC1、VC2減小,vC3不變。

在工作模態(tài)A1～A3所示的第一工作階段中,vC3不斷增大,VC2不斷減小,直到vC3>VC2時(shí),電感L2的兩端電壓vL2不為0,變換器進(jìn)入第二工作階段,其工作模態(tài)為B1～B4。

工作模態(tài)B1[tB0～tB1]:如圖3(d)所示,當(dāng)S1導(dǎo)通時(shí),vin對(duì)L1充電,iL1線性增大。同時(shí),L2、C3、C1存儲(chǔ)的能量向輸出電容C2與負(fù)載傳遞。此階段,iL2、vC3、VC1減小,iL1增大。

工作模態(tài)B2[tB1～tB2]:如圖3(e)所示,當(dāng)S1關(guān)斷時(shí),iL1通過D1向C1、負(fù)載供能。同時(shí),iL1較大的電流會(huì)導(dǎo)致中間電容C3的電流方向瞬間突變。此時(shí),iL1、iL2非線性減小,vC3非線性增大。當(dāng)vC3增大并超過VC2,則由于vL2=VC2-vC3<0而導(dǎo)致iL1開始向L2充電,即iL2達(dá)到谷值iL2,va并開始增大。此階段,iL1減小,VC1、vC3增大。

工作模態(tài)B3[tB2～tB3]:如圖3(f)所示,S1保持關(guān)斷,當(dāng)iL1下降到與iL2相等時(shí)(即iC3=0,因?yàn)閕L1=iL2+iC3),該工作模態(tài)開始。該階段,vC3不斷減小,且iC3(iL1

工作模態(tài)B4[tB3～tB4]:如圖3(g)所示,S1保持關(guān)斷,當(dāng)iL1下降到0時(shí),該工作模態(tài)開始。該階段,iL1保持為0,L2、C3、C1存儲(chǔ)的能量向輸出電容C2與負(fù)載傳遞。此階段,vC3、VC1非線性減小,iL2非線性增大。當(dāng)vC3不斷下降并小于VC2時(shí),則由于vL2=VC2-vC3>0而導(dǎo)致iL1達(dá)到峰值IL2,pk,iL1開始下降。此階段,VC1、vC3減小。

2 變換器PF與輸出紋波性能分析

2.1 PF分析

令輸入電壓峰值為VM,角頻率為ω,則vin為

vin(t)=VMsin(ωt)。

(1)

開關(guān)管的平均電流iS1,ave可以看作輸入電流iin,表達(dá)式為

(2)

式中:dL為電感的充電時(shí)占空比(即開關(guān)管的導(dǎo)通占空比);fS為開關(guān)頻率;sin(ωt)的絕對(duì)值表示變換器工作于正半工作周期。

根據(jù)式(1)、式(2)可以推導(dǎo)瞬時(shí)輸入功率pin與平均輸入功率Pin為:

(3)

(4)

根據(jù)式(4)可以推導(dǎo)出導(dǎo)通占空比dL的表達(dá)式為

(5)

由式(5)可知,在理想條件下,由于L1、fS、Pin與VM是固定值,占空比dL也相對(duì)固定。另一方面,忽略由于使用EMI濾波器導(dǎo)致的輸入電壓與輸入電流的相位偏移,可以推導(dǎo)變換器的理論P(yáng)F為

(6)

式(6)表明,所提出的變換器在理想情況可以與傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器一樣,實(shí)現(xiàn)高PF。這是由于所提出的變換器與輸入側(cè)連接時(shí),其工作模態(tài)與傳統(tǒng)變換器基本相同。

2.2 輸出紋波與參數(shù)分析

將輸出星接電容等效為三角接電容,可以得到圖5(a)所示的變換器工作等效電路圖。其中C1、C2、C3與等效電容C1E、C2E、C3E的關(guān)系為:

(7)

圖5 提出變換器的等效電路

進(jìn)一步地,可以將工作等效電路簡化為如圖5(b)所示的輸出等效電路。在圖5(b)中,相對(duì)于傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器,所提出變換器的輸出等效電路增加了LC濾波、等效電容C1E。因此,理論上,具備實(shí)現(xiàn)更小的輸出電流紋波的條件。

根據(jù)式(3)、式(4)可知,pin=2Pinsin(ωt)。輸出二極管D1的平均電流iD1,avg可以表示為

Io-Iocos(2ωt)。

(8)

式中Io為輸出電流平均值。為簡化分析,僅對(duì)二倍工頻諧波進(jìn)行輸出紋波分析,建立如圖5(b)所示的輸出等效電路。圖5(b)中的等效阻抗Zeq可以采用諾頓定理推導(dǎo)得到,即

(9)

(10)

由式(9)、式(10)可以得到輸出二倍工頻紋波在負(fù)載側(cè)的表達(dá)式為

(11)

最后,變換器的輸出電流紋波io,rip為

(12)

為反映輸出紋波隨電容、電感參數(shù)的變化情況,選取典型值Io=0.5 A,ω=100π rad/s,RL=50 Ω,C3=0.47 μF,RESR=20 mΩ。根據(jù)式(12)可以得到,輸出紋波電流io,rip峰-峰值隨輸出電容C1、C2與電感L1、L2的變化曲面,如圖6所示。由圖可知,所提出的變換器輸出紋波電流io,rip主要受到輸出電容C1、C2影響,即電容值越大則輸出紋波越小,符合輸出電容越大對(duì)二倍工頻紋波濾波效果越強(qiáng)的規(guī)律。另外,電感L1、L2對(duì)io,rip的影響比較小,表現(xiàn)為電感值越大則輸出紋波越小。

2.3 諧波注入控制

通過在控制部分引入輸入諧波分量可以實(shí)現(xiàn)輸入功率因數(shù)與輸出紋波的權(quán)衡控制[9-10]。這種控制本質(zhì)是降低PF值至一定值(通?！?.9),以實(shí)現(xiàn)更低的輸出電流紋波。在實(shí)際應(yīng)用中,較高的PF值不會(huì)帶來經(jīng)濟(jì)效益,而較低的輸出紋波可以讓廠家選用更小容值的低成本電容達(dá)到同樣的輸出紋波要求,經(jīng)濟(jì)效益更高。

本文提出的無橋buck-boost PFC變換器同樣可以采用這種PF與輸出紋波的權(quán)衡控制,圖2(b)給出了控制實(shí)現(xiàn)框圖。這種諧波注入的控制策略,在輸入功率Pin較小時(shí),采用較大占空比;在Pin較大時(shí),采用較小占空比,可以實(shí)現(xiàn)輸入功率平滑傳輸至輸出側(cè),減小輸出紋波。具體占空比dL,H為

dL,H=adL(1-k|sinωt|)=

(13)

式中a與k都是常數(shù)。

為確定a與k值,將式(13)中的dL,H代替式(4)中的dL,可以得到諧波注入控制下的Pin,H為

(14)

由于Pin=Pin,H,因此,由式(14)可得

(15)

當(dāng)占空比由dL,H確定時(shí),諧波注入控制下的PF為

(16)

根據(jù)式(16),圖7給出了以k為變量的PF曲線。為保證PF≥0.9,k可以取0.607。由k=0.607,可以通過式(15)確定a=2.017,則式(13)中的dL,H為

(17)

圖7 PF隨k值的變化曲線

根據(jù)式(3)可以得到單閉環(huán)控制的無橋buck-boost PFC變換器瞬時(shí)輸出電流為

io(t)=pin/Vo=Pin[1-cos(2ωt)]/Vo。

(18)

同理,根據(jù)式(18)可以得到含諧波注入的單閉環(huán)控制時(shí)的變換器瞬時(shí)輸出電流為

io,H(t)=

(19)

將式(18)、式(19)中的輸出電流除以輸出電流Io(Io=Pin/Vo)進(jìn)行標(biāo)幺化,可以得到

io(Norm)(t)=1-cos(2ωt);

(20)

io,H(Norm)(t)=4.068[1-0.607sin(ωt)]2×

[1-cos(2ωt)]。

(21)

根據(jù)式(20)、式(21),圖8給出了兩種控制方法所對(duì)應(yīng)的輸出電流標(biāo)幺值?？梢钥吹?采用含諧波注入的單電流閉環(huán)控制方法可以減小輸出電流的波動(dòng),降低輸出電流紋波。但是,該方法的代價(jià)就是如圖7所示的PF值僅大于等于0.9。

圖8 兩種控制方法輸出電流標(biāo)幺值

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

由于單級(jí)buck-boost PFC變換器通常應(yīng)用于功率≤25 W的非隔離LED應(yīng)用場合[4]。因此,為驗(yàn)證所提出的變換器可行性,分別構(gòu)建了13 W的傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器(Conv.)和所提出的buck-boost PFC變換器(Prop.)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。其中,傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器通過圖1(a)所示的控制原理圖實(shí)現(xiàn)。為保證控制環(huán)路參數(shù)的一致性以及實(shí)驗(yàn)簡便性,樣機(jī)均采用DSP TMS320F28335實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制。表1給出了關(guān)鍵電路參數(shù),C1、C2串聯(lián),所以C1=C2=2C,VC1=VC2=1/2VC。圖9給出了所提出的變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī),傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)基于同一PCB改造得到。開關(guān)管S、S1、S2為IPW65R125C7,整流和輸出二極管為IDH06G65C5,電感L、L1、L2磁芯為美磁Kool Mμ77206A7,C、C1、C2均為電解電容,C3為MKT1822系列的薄膜電容。注意,由于輸出電容C1和C2是串聯(lián)的(見圖2),因此,C1和C2的電容值應(yīng)為C(見圖1)的兩倍,但是,C1和C2的耐壓值僅為C的1/2。

表1 電路參數(shù)

圖9 所提出的電感復(fù)用無橋buck-boost PFC變換器樣機(jī)

在110 Vac輸入電壓時(shí),分別對(duì)傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器與所提出的電感復(fù)用無橋buck-boost PFC變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行測試。表2給出了具體的實(shí)驗(yàn)結(jié)果對(duì)比。

表2 Buck-boost PFC變換器實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖10給出了傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器的實(shí)驗(yàn)波形。由圖10(a)、圖10(b)可知,傳統(tǒng)變換器的電感電流iL在每個(gè)交流工頻周期中均運(yùn)行于DCM,開關(guān)管漏源兩端電壓Vds包絡(luò)線跟隨整流后輸入電壓Vd。結(jié)合圖10(c)可知,這種傳統(tǒng)變換器可以采用簡單的單電流環(huán)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定運(yùn)行與輸入電流高正弦性。

圖10 傳統(tǒng)buck-boost PFC變換器在單電流環(huán)控制時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形

圖11給出了所提出的電感復(fù)用buck-boost PFC變換器在單電流環(huán)控制下的實(shí)驗(yàn)波形。由圖11(a)、圖11(b)可知,在半個(gè)工頻周期內(nèi),電感電流iL1、iL2分別交替工作于DCM與CCM,驗(yàn)證了變換器電感的雙工作模態(tài);且中間電容電壓vC3經(jīng)過短暫的換流后,與工作于CCM的電感電流形成如圖4所示的能量交互,即中間電容C3與CCM電感組成濾波網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)變換器低輸出紋波特性。另外,結(jié)合圖11(c)可知,所提出的變換器在單電流環(huán)控制下的輸出電流紋波為190 mA,與圖6所示的理論計(jì)算值(206 mA)接近(注:由于器件參數(shù)偏差與測量誤差等因素,理論計(jì)算值與實(shí)際測量值存在一定的偏差)。

圖11 提出的無橋buck-boost PFC變換器在單電流環(huán)控制時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形

圖12給出了所提出的變換器在含諧波注入時(shí)的單電流環(huán)控制下的實(shí)驗(yàn)波形。由圖12(a)、圖12(b)可知,變換器電感仍然交替地工作于DCM與CCM,未受到諧波注入的影響。結(jié)合圖12(c)可知,在這種諧波注入控制方式下,變換器輸入電流iin有所畸變,但是變換器PF值維持在0.908,與圖7的理論計(jì)算值(PF≥0.9)接近,驗(yàn)證了參數(shù)設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確性。

圖12 提出的無橋buck-boost PFC變換器在含有諧波注入控制時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形

在輸出電流紋波io,rip方面,對(duì)比圖10(c)和圖11(c),所提出的變換器輸出電流紋波(190 mA)比傳統(tǒng)變換器(220 mA)更小。這是因?yàn)樗岢鲎儞Q器的一個(gè)電感與中間電容C3構(gòu)成了LC濾波,可以進(jìn)一步減小輸出紋波。另外,對(duì)比圖11(c)和圖12(c),輸出電流紋波io,rip由190 mA降低到了140 mA,降低了35.7%,驗(yàn)證了所提出變換器在含諧波注入控制時(shí),可以實(shí)現(xiàn)更低的輸出電流紋波。

在PF、THDi方面,傳統(tǒng)變換器的PF和THDi分別為0.998和2.9%。相應(yīng)地,所提出的變換器在同樣的單電流閉環(huán)控制時(shí),PF和THDi分別為0.998和3.3%。兩種變換器的測量數(shù)據(jù)相近,表明當(dāng)所提出的變換器與傳統(tǒng)變換器使用同樣的控制策略時(shí),他們具有幾乎相同的PF和THDi性能。此外,如2.3節(jié)所述,當(dāng)所提出的變換器使用含諧波注入的控制時(shí),通過設(shè)置a、k,可以保證變換器的PF值高于0.9(實(shí)驗(yàn)中為0.908),但是其輸出電流紋波僅為140 mA,驗(yàn)證了參數(shù)設(shè)計(jì)與理論分析的正確性。

在效率方面,當(dāng)所提出的變換器采用無諧波注入控制時(shí),變換器的測量效率為81.3%,當(dāng)采用諧波注入控制時(shí),該變換器的測量效率為80.1%。這是因?yàn)樵诤C波注入的控制時(shí),更多的輸入電流諧波會(huì)流入變換器,降低了變換器效率。另一方面,傳統(tǒng)變換器的測量效率僅為78.1%。即所提出的無橋buck-boost PFC變換器在含諧波注入控制時(shí)、不含諧波注入控制時(shí)的效率都略高于傳統(tǒng)變換器。

4 結(jié) 論

本文提出一種雙電感復(fù)用無橋buck-boost PFC變換器,提高了雙變換單元在無橋拓?fù)渲械钠骷寐?。在半個(gè)工頻周期內(nèi),雙電感分別交替工作于DCM、CCM,且不需要復(fù)雜的控制、額外的輔助電路。工作于DCM的電感,使變換器可以采用單閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)高PF與輸出電流調(diào)節(jié);工作于CCM的電感,與中間電容構(gòu)成額外濾波電路,減小變換器輸出紋波。此外,該變換器仍然可以采用含諧波注入的控制方法,通過主動(dòng)降低PF至0.908,可降低35.7%的輸出電流紋波。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性。