李再男，賈 科，劉子奕，孫均磊，劉昊霖，畢天姝

（新能源電力系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華北電力大學(xué)），北京市 102206）

0 引言

基于模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）的柔性直流輸電技術(shù)在中長距離外送消納可再生能源場景下具有顯著優(yōu)勢(shì)。國內(nèi)已有多個(gè)半橋型柔性直流工程在線投運(yùn)，如南澳、舟山、張北和如東等［1］。MMC 系統(tǒng)阻尼小，直流側(cè)故障短路電流沖擊大，故障電流快速清除和故障快速恢復(fù)對(duì)提升系統(tǒng)安全可靠運(yùn)行有現(xiàn)實(shí)意義。

現(xiàn)有文獻(xiàn)多聚焦在故障隔離中，一方面，改進(jìn)傳統(tǒng)行波保護(hù)，提升速動(dòng)性和耐受過渡電阻能力［2］。文獻(xiàn)［3］利用行波能譜矩陣相似度構(gòu)造保護(hù)方案。文獻(xiàn)［4］利用電壓幅值和電壓前行波極值時(shí)間配合構(gòu)造保護(hù)方案，將保護(hù)出口時(shí)間縮短到2 ms 內(nèi)。另一方面，優(yōu)化直流斷路器（DC circuit breaker，DCCB）結(jié)構(gòu)和動(dòng)作邏輯。文獻(xiàn)［5］利用電容換流支路替換原轉(zhuǎn)移支路，有效減少了絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）數(shù)量，保證了故障隔離速度且大幅降低投資成本。文獻(xiàn)［6］提出分時(shí)投入轉(zhuǎn)移支路的主斷路器，有效加快故障隔離速度。

在直流故障恢復(fù)中，第1 步需要進(jìn)行故障性質(zhì)識(shí)別，實(shí)際直流工程多采用無選擇性重合閘，利用合閘后電壓抬升程度判斷故障性質(zhì)。但在永久性故障下，會(huì)對(duì)設(shè)備造成二次過壓過流沖擊。理論研究多集中在自適應(yīng)重合閘，僅在瞬時(shí)性故障下合閘，有效避免了二次沖擊。利用皮爾遜相關(guān)系數(shù)快速區(qū)分極間故障性質(zhì)［7］，檢測故障極耦合電壓和非故障極電壓比判斷單極接地故障性質(zhì)［8］。利用MMC 可控性，增加特征信號(hào)注入環(huán)節(jié)，注入電壓方波，檢測注入信號(hào)第1 次反行波極性來判斷故障性質(zhì)［9］。

重合閘之后，針對(duì)偽雙極系統(tǒng)單極接地故障后上下橋臂電壓不平衡問題，增加電壓附加控制，重新分配上下橋臂功率實(shí)現(xiàn)再平衡［10］。在橋臂上串聯(lián)阻尼模塊，配合諧振開關(guān)，實(shí)現(xiàn)非故障區(qū)域快速恢復(fù)供電［11］。基于優(yōu)化算法給出故障恢復(fù)期間多個(gè)MMC 最優(yōu)出力方案［12］。在故障隔離階段，IGBT 易因過流而被動(dòng)閉鎖［13］，子模塊電容電壓仍保持較高水平，具備短時(shí)解鎖條件。但現(xiàn)有文獻(xiàn)暫未討論故障恢復(fù)中IGBT 解鎖過流機(jī)理，橋臂過流會(huì)導(dǎo)致MMC 連續(xù)閉鎖，不利于故障快速恢復(fù)［14］。

據(jù)此，本文討論了直流側(cè)短路故障后，欠阻尼狀態(tài)下IGBT 閉鎖的必然性，分析故障恢復(fù)階段IGBT解鎖過流機(jī)理，揭示了橋臂過流根源是直流側(cè)和交流側(cè)的電壓差。IGBT 解鎖后，定功率側(cè)MMC 直流側(cè)電壓因功率盈余而抬升，線路兩側(cè)壓差過高不利于故障快速恢復(fù)。針對(duì)故障恢復(fù)的過流和過壓問題，本文提出了一種故障恢復(fù)控制，在IGBT 閉鎖期間切除功率外環(huán)，減少壓差抑制橋臂過流峰值。IGBT 解鎖后構(gòu)建了自適應(yīng)外環(huán)參考值曲線，調(diào)控直流側(cè)電壓。仿真結(jié)果表明，與串聯(lián)限流電阻方法對(duì)比，所提故障恢復(fù)控制最低可將故障電流峰值降低49.68%，提前建立MMC 出口電壓，加快故障快速恢復(fù)。

1 MMC 基本結(jié)構(gòu)及故障時(shí)序

1.1 MMC 基本結(jié)構(gòu)

本文以真雙極半橋型MMC 為研究對(duì)象，其拓?fù)淙鐖D1 所示，兩側(cè)MMC 均采用雙極對(duì)稱結(jié)構(gòu)。圖中:Ldc為線路串聯(lián)的限流電抗；Lm為金屬回線串聯(lián)的限流電抗；Rg和Lg分別為接地電阻和電抗。系統(tǒng)參數(shù)和分布線路參數(shù)如附錄A 表A1 和圖A1 所示，在線路兩側(cè)配置DCCB 快速隔離故障線路，其結(jié)構(gòu)如圖A2 所示。MMC 中子模塊（SM）采用等效模型，MMC2 采用恒有功功率控制，MMC1 采用恒直流電壓控制。有功功率從MMC1 送往MMC2，規(guī)定電流從母線流入線路為正方向。

圖1 真雙極半橋型MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of true bipolar half-bridge MMC

1.2 MMC 基本運(yùn)行原理

MMC 單相串聯(lián)2N個(gè)子模塊，實(shí)時(shí)導(dǎo)通N個(gè)維持直流電壓，交直流電壓用交流調(diào)制比m表示為:

式中:Um為交流相電壓峰值；Udc為直流電壓額定值。

在半橋型MMC 中，子模塊無法輸出負(fù)壓，m值恒小于1。半橋型子模塊共有3 種工作模式:投入、閉鎖和旁路狀態(tài)，如附錄A 圖A3 所示。

正常運(yùn)行下，單相投入N個(gè)子模塊，根據(jù)電流方向，子模塊電容處于充放電狀態(tài)。若發(fā)生MMC站內(nèi)故障或者直流線路故障，橋臂電流驟增，任一橋臂電流超過閾值后，MMC 中6N個(gè)子模塊同時(shí)進(jìn)入暫時(shí)性閉鎖狀態(tài)。IGBT 閉鎖后電容電壓較高，具有臨時(shí)解鎖能力，但若遭受二次過流沖擊，子模塊將進(jìn)入永久性閉鎖狀態(tài)，須待故障清除后停運(yùn)并重新進(jìn)入啟動(dòng)階段，故障恢復(fù)耗時(shí)長。

1.3 直流側(cè)故障階段劃分

直流故障全過程時(shí)序如圖2 所示，t0至t3屬于故障清除階段，t3至t6屬于故障恢復(fù)階段。當(dāng)故障線路被DCCB 隔離后，系統(tǒng)進(jìn)入故障恢復(fù)階段。

圖2 直流故障全過程時(shí)序邏輯圖Fig.2 Sequence logic diagram of DC fault process

1）t=t0，代表故障發(fā)生且DCCB 未響應(yīng)，故障電流經(jīng)過負(fù)載轉(zhuǎn)移開關(guān)，屬于回路1；

2）t=t1，代表完成故障檢測并啟動(dòng)DCCB，此時(shí)關(guān)斷負(fù)載轉(zhuǎn)移開關(guān)，打開主斷路器，令快速機(jī)械開關(guān)開閘，故障電流經(jīng)過主斷路器，屬于回路2；

3）t=t2，代表快速機(jī)械開關(guān)完成開閘，關(guān)斷主斷路器，故障電流經(jīng)過避雷器，屬于回路3，故障電流快速衰減；

4）t=t3，代表故障電流衰減到零，剩余電流開關(guān)動(dòng)作［15］，故障線路和MMC 物理開斷，無電氣連接，進(jìn)入電弧去游離階段；

5）t=t4，選用無選擇性重合閘或自適應(yīng)重合閘判斷故障性質(zhì)；

6）t=t5，代表在瞬時(shí)性故障下DCCB 合閘快速建立直流電壓，恢復(fù)功率，完成故障恢復(fù)。

1.4 IGBT 閉鎖必然性分析

DCCB 動(dòng)作前（t0至t1），回路1 中DCCB 等效阻抗包括快速機(jī)械開關(guān)阻抗ZUFD和負(fù)載轉(zhuǎn)移阻抗ZLCS；DCCB 動(dòng)作后（t1至t2），回路1 轉(zhuǎn)移到回路2，等效阻抗變?yōu)橹鲾嗦菲髯杩筞MB，回路1 和回路2 主要包括IGBT 的通態(tài)阻抗，可認(rèn)為滿足ZUFD+ZLCS≈ZMB。取t0=0 ms、t1=3 ms、t2=5 ms［16］，在t0至t2時(shí)段，故障后5 ms 內(nèi)，故障電流持續(xù)上升，IGBT 易過流閉鎖。

以極間故障為例說明，故障回路包括MMC 等效電容CMMC、電感LMMC、電阻RMMC，線路串聯(lián)的限流電抗Ldc，線路等效電阻Rline和電感Lline，故障點(diǎn)電阻Rfault。列寫基爾霍夫電壓定律（KVL）方程，如式（2）所示，對(duì)應(yīng)的RLC 參數(shù)如式（3）所示。

式中:udc為直流側(cè)電壓；Leq、Ceq、Req分別為故障回路等效電感、電容和電阻。等效電阻Req較小時(shí)，故障回路呈欠阻尼狀態(tài)，滿足式（4），故障電流時(shí)域表達(dá)式如式（5）所示。

式中:idc為直流側(cè)電流；idc0為故障前的直流側(cè)額定電流；σ為電流衰減的時(shí)間常數(shù)；ωdc為故障回路固有角頻率；A為故障電流幅值系數(shù)；ωr為故障電流角頻率；β為故障電流初相角。

考慮最極端情況，MMC1 近端發(fā)生金屬性故障，忽略站內(nèi)損耗，交直流傳輸功率近似相等，即

式中:cosφ為功率因數(shù)；iac0為穩(wěn)態(tài)運(yùn)行下交流側(cè)電流峰值。

假設(shè)交流側(cè)按單位功率因數(shù)運(yùn)行，cosφ為1，故障前交直流電流幅值比與m成反比，即

橋臂電流由交流和直流電流共同構(gòu)成，t0至t2時(shí)段內(nèi)，交流側(cè)功率跌幅較低，交流電流峰值不變，認(rèn)為橋臂電流增量Δiarm主要來自直流側(cè)故障電流增量Δidc:

式中:iarm，max為橋臂電流峰值。

極間故障后，若橋臂電流iarm超過橋臂過流保護(hù)閾值iarmset，立即閉鎖MMC 內(nèi)所有子模塊:

式中:k為可靠系數(shù)，和器件自身過流能力有關(guān)，一般取1.5～3.0［17］。為確保IGBT 閉鎖，直流側(cè)故障電流增量需滿足式（14）。

以idc0為基準(zhǔn)值，分析在橋臂過流保護(hù)閾值和交流調(diào)制比變量下，橋臂閉鎖對(duì)應(yīng)的故障電流邊界范圍，如附錄A 圖A4（a）所示。k值越大，閉鎖邊界范圍越大；m值越大，閉鎖邊界范圍越小。

基于式（5），結(jié)合附錄A 表A1 參數(shù)，附錄A 圖A4（b）給出了Req下故障電流增量Δidc值的變化，Req最大值取臨界值Req，max。假設(shè)t=3 ms 判斷為區(qū)內(nèi)故障，動(dòng)作DCCB，在t=5 ms 時(shí)達(dá)到故障電流峰值，給出了欠阻尼下IGBT 必然閉鎖的k值和m值范圍，具體分析見附錄A。同理分析單極接地故障下IGBT 閉鎖情況，如附錄A 圖A5 所示［18］。

2 故障恢復(fù)階段過流機(jī)理和故障恢復(fù)控制

在t3時(shí)刻后，MMC 和故障線路物理斷開，MMC開路。計(jì)及IGBT 閉鎖，MMC 處于全橋不控整流模式，根據(jù)三相電壓值不同，各相上下橋臂各有一個(gè)二極管導(dǎo)通，故障回路和直流電壓如附錄A 圖A6（a）所示。直流出口電壓等于交流側(cè)線電壓，線電壓波動(dòng)頻率為6 次諧波，直流電壓Udcblock可拆分為直流分量udcblock和6 次諧波交流分量uacblock。

式中:θ為線電壓相位，一個(gè)周期內(nèi)單個(gè)橋臂僅導(dǎo)通60°，故其取值為［60°，120°］。

假設(shè)故障期間交流調(diào)制比m保持不變，IGBT閉鎖中，當(dāng)θ取90°時(shí)，直流電壓取最大值Udcblock，max，如式（19）所示。當(dāng)θ取60°和120°時(shí)，直流電壓取最小值Udcblock，min，如式（20）所示，均恒小于Udc，且隨著m的減小，直流電壓峰值持續(xù)降低。

故障恢復(fù)期間，根據(jù)IGBT 解鎖時(shí)序不同，解鎖可分為兩類，如附錄A 圖A7 所示。第1 類解鎖:在電弧去游離階段解鎖IGBT，然后進(jìn)入重合閘，可選自適應(yīng)重合閘［7］。第2 類解鎖:先進(jìn)行無選擇重合閘，確定為瞬時(shí)性故障后，解鎖IGBT，恢復(fù)系統(tǒng)供電。

2.1 IGBT 解鎖過流機(jī)理分析

故障線路被切除后，橋臂電流降至零，有功功率降至零。假設(shè)交流側(cè)為強(qiáng)交流系統(tǒng)，滿足短路比（short-circuit ratio，SCR）大于3，解鎖指令由站級(jí)控制下發(fā)給閥基控制［19-20］，并作用到IGBT。MMC 的解鎖條件包括［21］:1）橋臂電流低于返回定值，設(shè)置為穩(wěn)態(tài)運(yùn)行橋臂電流0.1 p.u.；2）橋臂閉鎖時(shí)間不小于系統(tǒng)后備保護(hù)動(dòng)作時(shí)間tback。

在兩類IGBT 解鎖前，假設(shè)不存在故障電流，橋臂電流均近似等于零，滿足條件1）。交流主保護(hù)的動(dòng)作時(shí)間為20～40 ms，交流后備保護(hù)的動(dòng)作時(shí)間不超過100 ms，以交流后備為參考，本節(jié)選擇IGBT 最長閉鎖時(shí)間tback，max=100 ms。

閥基控制接收到解鎖信號(hào)后，子模塊IGBT 同時(shí)解鎖，子模塊進(jìn)入投入和旁路狀態(tài)，MMC 恢復(fù)可控性。在IGBT 解鎖瞬間，內(nèi)外環(huán)控制響應(yīng)，MMC單相投入N個(gè)子模塊，子模塊電容電壓沿用閉鎖前電容電壓uSM，直流電壓抬升至Udc(t)。

假設(shè)解鎖瞬間，C 相和A 相導(dǎo)通，B 相電壓值最小且為零，解鎖后的通流回路如附錄A 圖A6（b）所示。直流側(cè)電壓抬升，大于交流側(cè)電壓，存在壓差，在等效阻抗Zeq2作用下，橋臂中出現(xiàn)解鎖電流iunblock(t):

式中:Udiff(t)為MMC 輸出的交流側(cè)調(diào)制波；Lac為交流側(cè)等效電抗；ωac為交流側(cè)角頻率。

在IGBT 解鎖過渡階段，直流側(cè)電壓高于交流側(cè)，子模塊電容能量作為解鎖回路電壓源。一部分電容能量因壓差流向交流側(cè)，向交流電網(wǎng)饋能，橋臂回路阻抗Zeq2值小，橋臂電流迅速抬升超過保護(hù)閾值iarmset。在Udc（t）作用下，B 相電壓產(chǎn)生的橋臂電流最大，A 相和C 相次之。另一部分電容能量在上下橋臂間進(jìn)行充放電。以B 相為例，假設(shè)上橋臂電流大于零、下橋臂電流小于零，下橋臂電容持續(xù)放電，發(fā)生欠壓現(xiàn)象，上橋臂電容持續(xù)充電，出現(xiàn)過壓現(xiàn)象，不利于故障快速恢復(fù)。橋臂電流越大，上下橋臂電壓不平衡度就越大。

2.2 MMC 控制器影響

MMC 控制策略分為有功類和無功類:有功類取定直流電壓和有功功率；無功類取定無功功率?？刂破黜憫?yīng)決定了輸出的交流調(diào)制波Udiff值。假設(shè)MMC 只傳輸有功功率，不考慮無功功率。兩種控制方式內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)相同，只考慮外環(huán)影響。

1）外環(huán)有功功率控制

定功率外環(huán)控制器的瞬時(shí)表達(dá)式如附錄A 式（A1）所示。閉鎖期間，線路傳輸功率中斷，實(shí)際傳輸功率P(t)=0，若沿用穩(wěn)態(tài)控制，在功率外環(huán)整定值Pref的影響下，功率的整定值和實(shí)際值偏差ΔP(t)值大，受限幅環(huán)約束，外環(huán)輸出idref達(dá)到上限。閉鎖期間，在idref的作用下，內(nèi)環(huán)輸入與參考值偏差較大，內(nèi)環(huán)輸出達(dá)到下限，此時(shí)，Udiff值受交流系統(tǒng)電壓約束。

在IGBT 解鎖過渡期間P(t)＜Pref，外環(huán)輸出idref仍然處于上限，在交流側(cè)電流的影響下，內(nèi)環(huán)輸出增加，過渡期間降低了輸出的交流調(diào)制電壓Udiff值，擴(kuò)大了直流和交流側(cè)的壓差，橋臂電流峰值較高，易超過保護(hù)閾值，存在過流風(fēng)險(xiǎn)。

IGBT 解鎖成功后，交流側(cè)向MMC 注入有功功率，向子模塊電容充電，MMC 直流出口電壓持續(xù)抬升，會(huì)超過IGBT 過壓閾值損壞器件，降低系統(tǒng)的安全性。

2）外環(huán)直流電壓控制

定電壓外環(huán)控制器的瞬時(shí)表達(dá)式如附錄A 式（A2）所示。閉鎖期間直流側(cè)電壓Udcblock和整定值Udc的比值kdc可表示如下:

電壓比值kdc僅和交流調(diào)制比m成正比，m越小，電壓的整定值和實(shí)際值偏差Δudc(t)越大?？紤]到MMC 的m值較大，多為0.8～0.9，閉鎖期間，外環(huán)輸出idref未達(dá)到上限，對(duì)內(nèi)環(huán)輸出影響較小。IGBT解鎖期間，內(nèi)外環(huán)共同作用，MMC 輸出的交流調(diào)制電壓Udiff值略降低。相比功率控制，電壓控制造成的橋臂電流峰值較小，不存在連續(xù)閉鎖風(fēng)險(xiǎn)。

2.3 故障恢復(fù)控制策略

本文主要針對(duì)定功率MMC，閉鎖期間功率外環(huán)輸出idref影響電流內(nèi)環(huán)，在IGBT 解鎖瞬間，交流側(cè)調(diào)制波Udiff值大幅降低，造成橋臂過流。為抑制橋臂過流，從t3時(shí)刻到IGBT 解鎖時(shí)刻，切除功率外環(huán)，給定內(nèi)環(huán)輸入iqref參考值，如式（25）所示。

切除功率外環(huán)，可消除閉鎖期間外環(huán)對(duì)內(nèi)環(huán)的影響，以保證在IGBT 解鎖過渡期間，抬升內(nèi)環(huán)輸出交流側(cè)調(diào)制波Udiff值，有效抑制橋臂過流。

在定功率側(cè)MMC 中，IGBT 解鎖后，若沿用穩(wěn)態(tài)控制，交流側(cè)持續(xù)向MMC 注入功率，子模塊電容電壓和直流側(cè)電壓存在過壓風(fēng)險(xiǎn)。針對(duì)該問題，本文構(gòu)建了自適應(yīng)外環(huán)參考值曲線控制直流側(cè)電壓。考慮到定功率側(cè)僅控制有功出力，無法控制直流電壓，故本文將子模塊電容看作儲(chǔ)能元件，基于電容能量和電壓關(guān)系控制注入MMC 的有功功率以實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)調(diào)整直流側(cè)電壓。

以第1 類IGBT 解鎖為例說明，假設(shè)在ts時(shí)刻啟動(dòng)IGBT 解鎖，MMC 具有可控性，在te時(shí)刻啟動(dòng)自適應(yīng)重合閘，預(yù)判故障性質(zhì)，僅在瞬時(shí)性故障下合閘DCCB。第2 類IGBT 解鎖同理。

計(jì)及閉鎖期間子模塊電容電壓值和預(yù)設(shè)的重合閘時(shí)序（ts和te），給出功率側(cè)MMC 線性增加的功率曲線，曲線斜率為k1，如附錄A 圖A8 所示。

假設(shè)解鎖前子模塊電容電壓為uSM，ts，換流器中子模塊電容存儲(chǔ)的能量記作W0。重合閘前，子模塊電容電壓達(dá)到恒定值uSMN，對(duì)應(yīng)的能量為WN:

式中:CSM為單個(gè)子模塊電容值。

故ts至te區(qū)間內(nèi)，子模塊電容共需吸收總能量為Wub，能量和電容電壓關(guān)系轉(zhuǎn)換為功率和電壓關(guān)系，根據(jù)等面積法得到功率外環(huán)整定值上升斜率k1:

式中:Pdref為閉鎖后功率外環(huán)給定的新整定值，可根據(jù)需求靈活設(shè)定，具有普適性，可確保重合閘啟動(dòng)時(shí)刻直流出口電壓處于額定值附近。所提故障恢復(fù)控制對(duì)應(yīng)的流程圖如圖3 所示。

圖3 所提故障恢復(fù)控制流程圖Fig.3 Flow chart of proposed fault recovery control

MMC 在啟動(dòng)過程也存在解鎖環(huán)節(jié)，交流側(cè)串聯(lián)啟動(dòng)電阻躲過不控充電期間產(chǎn)生的沖擊電流，可在故障恢復(fù)期間串聯(lián)啟動(dòng)電阻抑制壓差造成過流［22］，其中，啟動(dòng)電阻Rlim滿足式（30）。

式中:Iarm，max為橋臂電流容許的最大值。

3 仿真驗(yàn)證

本文在PSCAD/EMTDC 中搭建圖1 所示系統(tǒng)，驗(yàn)證所提故障恢復(fù)控制性能。取k=2，m=0.85，Rfault=0.01 Ω。在t=0 ms 時(shí)，MMC1 近端發(fā)生瞬時(shí)性極間故障，MMC1 閉鎖，MMC2 不閉鎖。本文設(shè)置了3 種故障恢復(fù)案例:案例1，故障恢復(fù)沿用穩(wěn)態(tài)控制；案例2，在案例1 基礎(chǔ)上串聯(lián)啟動(dòng)電阻；案例3，沿用本文所提故障恢復(fù)控制。

3.1 所提故障恢復(fù)控制效果驗(yàn)證

案例1 中，IGBT 閉鎖，交直流電流均為零，在外環(huán)控制影響下，內(nèi)環(huán)輸出被限幅環(huán)約束，交流側(cè)調(diào)制波受交流電壓鉗位。IGBT 解鎖過渡期間，外環(huán)仍被限幅環(huán)約束，交流側(cè)流經(jīng)電流，改變內(nèi)環(huán)輸出，降低交流調(diào)制波Udiff值，如圖4（a）所示。在壓差作用下子模塊電容會(huì)短時(shí)放電，助增橋臂電流，如圖4（b）所示。

圖4 所提故障恢復(fù)控制可行性Fig.4 Feasibility of proposed fault recovery control

采用所提故障恢復(fù)控制，在IGBT 閉鎖期間切除功率外環(huán)，給定內(nèi)環(huán)整定值，內(nèi)環(huán)輸出受交流系統(tǒng)電壓和橋臂電感影響。在IGBT 解鎖過渡期間，給定的自適應(yīng)外環(huán)功率參考值較小，內(nèi)環(huán)主要受交流系統(tǒng)影響，交流調(diào)制波Udiff值不會(huì)大幅降低，如圖4（a）所示，表明所提故障恢復(fù)控制可有效抑制橋臂過流。

3.2 第1 類IGBT 解鎖故障恢復(fù)效果對(duì)比

在第1 類IGBT 解鎖時(shí)序中，假設(shè)t=100 ms 時(shí)解鎖IGBT，t=200 ms 時(shí)啟動(dòng)重合閘，|te-ts|=100 ms。案例1 中，IGBT 解鎖期間橋臂電流峰值最高達(dá)到3.10 p.u.。案例2 在100～200 ms 期間串入交流側(cè)啟動(dòng)電阻，電流峰值可降低45.81% 至1.68 p.u.。所提故障恢復(fù)策略可降低74.52%電流峰值，最高不超過0.79 p.u.，如圖5（a）所示。

圖5 第1 類IGBT 解鎖下不同方法對(duì)比Fig.5 Comparison of different methods under IGBT unblocking of type 1

假設(shè)解鎖前B 相電壓最低，分析不同解鎖方式下B 相子模塊電容電壓變化趨勢(shì)，如圖5（b）所示。案例1，在橋臂電流作用下，B 相下橋臂子模塊放電，電壓最低跌至0.77 p.u.，上橋臂子模塊充電，電壓最高可升至1.55 p.u.，上下橋臂存在較大不平衡電壓。隨后，交流側(cè)持續(xù)向MMC 注入有功功率，子模塊電壓持續(xù)升高，最高可達(dá)到1.77 p.u.，存在設(shè)備損壞的隱患。案例2 串入較大阻尼后，有效減少了上下橋臂電壓不平衡度，上下橋臂電壓最低跌至0.68 p.u.和0.87 p.u.。所提故障恢復(fù)控制下，上下橋臂電壓偏差小，子模塊電容電壓小幅波動(dòng)增加到1 p.u.，有利于增強(qiáng)恢復(fù)期間設(shè)備的安全性。

附錄B 圖B1 給出了不同解鎖方式下直流側(cè)電壓和有功出力波形。故障線路被切除后，閉鎖期間的直流側(cè)電壓與第2 章理論分析一致。IGBT 解鎖后，案例1 中直流側(cè)電壓在盈余功率下持續(xù)增加至1.72 p.u.。而案例2 中啟動(dòng)電阻存在較大壓降，直流側(cè)電壓峰值不超過1.12 p.u.，且需長時(shí)間投入啟動(dòng)電阻。所提故障恢復(fù)控制下，直流側(cè)電壓小幅線性抬升至1.04 p.u.，在定功率MMC 中提前建立直流電壓，可加快故障恢復(fù)速度。

3.3 不同工況下第1 類IGBT 解鎖特性分析

以第1 類IGBT 解鎖為例，表1 給出了案例1 中MMC1 不同出力對(duì)橋臂過流和子模塊電壓的影響。有功出力越小，橋臂電流峰值越低，最低可減少27.01%，子模塊電容電壓最大值可由1.77 p.u.降低到1.30 p.u.。

表1 案例1 中不同有功出力對(duì)解鎖特性的影響Table 1 Impact of different active power outputs on unblocking feature in Case 1

表2 給出了案例2 中不同限流電阻Rlim對(duì)解鎖特性的影響。結(jié)合附錄A 表A1 和式（30），計(jì)算啟動(dòng)電阻最小值Rlim，min=30 Ω，Rlim值增加至125 Ω，橋臂電流和直流側(cè)電壓峰值分別大幅降低至1.57 p.u.和1.04 p.u.。

表2 案例2 中不同限流電阻對(duì)解鎖特性的影響Table 2 Impact of current limiting resistances on unblocking feature in Case 2

表3 和表4 分別給出了案例1 和案例3 下不同SCR 的影響。SCR 大于2 時(shí)，橋臂電流峰值、子模塊電壓峰值僅存在小幅波動(dòng)。

表3 案例1 中不同SCR 的影響Table 3 Impact of different SCR in Case 1

表4 案例3 中不同SCR 的影響Table 4 Impact of different SCR in Case 3

功率側(cè)MMC 控制方式暫時(shí)切換為定電壓控制的效果如附錄B 圖B2 所示。針對(duì)環(huán)網(wǎng)，為防止健全極的影響，需要將閉鎖的MMC 切除再采用所提解鎖控制完成解鎖后，接入剩余健全系統(tǒng)中。

3.4 第2 類IGBT 解鎖故障恢復(fù)效果對(duì)比

在第2 類IGBT 解鎖時(shí)序中，假設(shè)t=200 ms 時(shí)啟動(dòng)重合閘，t=300 ms 時(shí)解鎖IGBT，|te-ts|=100 ms，不同解鎖方式的各種電氣量波形如附錄B圖B3 所示。在重合閘期間，橋臂電流峰值最高不超過0.49 p.u.，子模塊電容電壓保持恒定。重合閘合閘成功后，供電走廊恢復(fù)，MMC1 和MMC2 存在壓差，MMC2 向線路充電，MMC1 側(cè)直流電壓小幅振蕩，直流電壓快速恢復(fù)到額定電壓，振蕩電壓最高可達(dá)1.43 p.u.。

在案例1 中，IGBT 解鎖期間橋臂電流峰值最高達(dá)到3.17 p.u.。案例2 在300～400 ms 串入啟動(dòng)電阻，橋臂電流峰值可降低55.84%至1.74 p.u.。而采用所提故障恢復(fù)控制可降低80.13%的橋臂電流，橋臂電流峰值最高不超過0.63 p.u.。

在IGBT 兩類解鎖時(shí)序下，所提故障恢復(fù)控制均可有效抑制橋臂過流，同時(shí)維持子模塊電容電壓在額定值附近，不存過壓和欠壓隱患。相比第2 類IGBT 解鎖，第1 類IGBT 解鎖確保MMC 在重合閘前恢復(fù)可控性，可適用于各種主動(dòng)注入型自適應(yīng)重合閘，避免IGBT 再次遭受二次沖擊電流，同時(shí)提前建立直流電壓，有效縮短了故障恢復(fù)耗時(shí)。

4 結(jié)語

半橋型MMC 直流側(cè)極間故障后，在故障恢復(fù)期間，IGBT 解鎖引起過流和功率盈余引發(fā)過壓問題。因此，本文提出了一種故障恢復(fù)控制，主要結(jié)論如下:

1）在故障清除階段，理論揭示了欠阻尼故障工況下，IGBT 過流閉鎖的必然性。

2）在瞬時(shí)性故障恢復(fù)階段，指出了直流和交流側(cè)壓差是IGBT 解鎖過流的根本原因。

3）所提故障恢復(fù)控制包括兩部分:一部分是切除IGBT 閉鎖期間功率外環(huán)，抬高交流側(cè)調(diào)制波，減少壓差抑制橋臂電流，與串聯(lián)限流電阻方法對(duì)比，所提故障恢復(fù)控制可將故障電流峰值降低49.68%；另一部分是構(gòu)建了解鎖后自適應(yīng)功率外環(huán)參考值曲線，計(jì)及閉鎖后子模塊電容電壓值和重合閘時(shí)序，提前建立MMC 出口電壓，加快故障恢復(fù)速度。

本文僅討論了半橋型MMC 解鎖過程，尚未分析全半橋混合型MMC 的解鎖過程，其涉及全橋和半橋子模塊電容電壓不均問題。

IGBT 解鎖控制僅僅是MMC 故障恢復(fù)的一部分，后續(xù)還需要深入研究MMC 故障恢復(fù)可能存在的電流電壓振蕩機(jī)理，并提出相應(yīng)的抑制控制。

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