張 偉, 韓俊飛, 鐘 鳴, 王宇強(qiáng)

(1. 浙江大學(xué) 工程師學(xué)院,杭州 310027; 2. 內(nèi)蒙古電力科學(xué)研究院,呼和浩特 010020;3. 內(nèi)蒙古自治區(qū)電力系統(tǒng)智能化電網(wǎng)仿真企業(yè)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,呼和浩特 010020)

近年來,模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter, MMC)拓?fù)湓谌嵝愿邏褐绷鬏旊?、交流電網(wǎng)異步互聯(lián)等高壓大容量領(lǐng)域獲得廣泛應(yīng)用[1-5].而在城市直流配電網(wǎng)、交直流微電網(wǎng)、分布式能源接入、機(jī)車牽引、船舶電力系統(tǒng)等中低壓領(lǐng)域,MMC同樣以其輸出特性好、開關(guān)頻率低、結(jié)構(gòu)模塊化、易于擴(kuò)展和實(shí)現(xiàn)冗余配置等優(yōu)點(diǎn)具有良好的應(yīng)用前景[6-8].不同于直流輸電等高壓領(lǐng)域,中低壓MMC橋臂子模塊數(shù)量通常較少,在傳統(tǒng)調(diào)制和控制策略下輸出電平數(shù)低,電能質(zhì)量相對(duì)較差,難以滿足高品質(zhì)用電負(fù)荷要求.因此,如何以較少數(shù)量子模塊實(shí)現(xiàn)高輸出電平數(shù)以降低諧波含量,是中低壓MMC需要解決的一個(gè)重要問題[9-10].

目前,MMC調(diào)制技術(shù)主要包括載波移相脈寬調(diào)制(Carrier Phase Shift Pulse Width Modulation, CPS-PWM)[11-12]等多重載波調(diào)制和最近電平逼近調(diào)制(Nearest Level Control, NLC)[13-14]兩大類.CPS-PWM調(diào)制技術(shù)廣泛應(yīng)用于級(jí)聯(lián)H橋型變流器,輸出特性好但開關(guān)頻率相對(duì)較高,且需為子模塊配置額外的閉環(huán)均壓控制,在運(yùn)行環(huán)境復(fù)雜的直流配電系統(tǒng)中不利于提高系統(tǒng)可靠性.NLC調(diào)制策略無需三角載波,簡(jiǎn)便可靠,開關(guān)頻率低;但其輸出電壓階梯波電平數(shù)受限于橋臂子模塊數(shù)量.為提高中低壓MMC輸出電壓質(zhì)量,文獻(xiàn)[14]中在CPS-PWM方法基礎(chǔ)上提出一種增加電平數(shù)的改進(jìn)調(diào)制方法,通過設(shè)置上、下橋臂三角載波相位差獲得更高的輸出電平數(shù).文獻(xiàn)[15]中將這種思路拓展應(yīng)用于NLC調(diào)制,采用設(shè)置取整函數(shù)偏置等方式,調(diào)整MMC橋臂輸出電壓階梯波階躍時(shí)刻,實(shí)現(xiàn)2N+1電平輸出(N為MMC橋臂子模塊數(shù)).文獻(xiàn)[16]中在上述方法基礎(chǔ)上,進(jìn)一步引入無差拍控制器,調(diào)整取子模塊投入數(shù)降低了輸出電壓總諧波含量(Total Harmonic Distortion, THD).

上述調(diào)制策略均能改善低電平MMC的輸出特性,但設(shè)置上、下橋臂階梯波相位差獲得更高輸出電平數(shù)的同時(shí),也使得給定交流電壓與交流參考電壓間出現(xiàn)一定誤差,導(dǎo)致在原有相間環(huán)流中引入新的非特征次諧波電流.基于類似思路,文獻(xiàn)[17]中結(jié)合NLC調(diào)制策略和環(huán)流抑制,以橋臂電流諧波反饋?zhàn)鳛樯?、下橋臂?dǎo)通模塊差模分量的修正量,既能提高輸出電平數(shù),還減少橋臂輸出電壓階梯波相位差帶來的非特征次諧波電流.

此外,為保證系統(tǒng)可靠性,直流配電系統(tǒng)和直流微電網(wǎng)通常采用下垂控制等方法實(shí)現(xiàn)電壓穩(wěn)定與潮流分配[18-20].然而,傳統(tǒng)NLC調(diào)制策略下的MMC依靠恒定數(shù)子模塊級(jí)聯(lián)建立直流母線電壓,變流器運(yùn)行功率、直流母線電壓等外部電氣特性與子模塊電容儲(chǔ)能相互耦合;當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行工況或發(fā)生故障時(shí),直流母線電壓在下垂控制策略下偏離穩(wěn)態(tài)運(yùn)行點(diǎn),子模塊電容電壓平均值也將隨之偏離額定值.該偏差值與MMC電容電壓交流波動(dòng)量疊加,將顯著增加電容過壓風(fēng)險(xiǎn),嚴(yán)重時(shí)可能導(dǎo)致?lián)Q流閥過壓閉鎖.因此,配電系統(tǒng)中MMC需采用耐壓等級(jí)更高的直流電容和功率器件,不利于減小設(shè)備體積和提升功率密度.文獻(xiàn)[21-22]中針對(duì)全橋型子模塊和半橋型子模塊構(gòu)成的混合型MMC,提出一種電容參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)方法,能夠?qū)崿F(xiàn)電容電壓波動(dòng)抑制進(jìn)而降低子模塊電容選值標(biāo)準(zhǔn).文獻(xiàn)[23]中在混合型MMC的半橋型子模塊調(diào)制電壓中注入3次諧波分量,同時(shí)在橋臂環(huán)流中注入二倍頻分量,進(jìn)一步減小電容電壓波動(dòng)幅值.此外,改進(jìn)子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、采用可調(diào)橋臂電抗器等方式也能一定程度降低電容電壓波動(dòng)幅值[24-26].上述研究主要從MMC內(nèi)部電氣特性調(diào)控入手,忽視了換流站外部電氣量和直流輸配電系統(tǒng)協(xié)調(diào)控制模式的影響.

針對(duì)中低壓MMC子模塊數(shù)較少、直流母線電壓易受擾動(dòng)的實(shí)際問題,提出一種階梯波調(diào)制與電容電壓控制相結(jié)合的MMC改進(jìn)控制策略.該方法簡(jiǎn)便易用,一方面能夠增加輸出電平數(shù),降低輸出電壓THD;另一方面實(shí)現(xiàn)了MMC電容電壓與直流母線電壓的解耦控制,降低子模塊欠壓和過壓風(fēng)險(xiǎn).最后,在MATLAB/Simulink仿真模型和RTDS硬件在環(huán)測(cè)試中對(duì)本文所提出的控制策略進(jìn)行驗(yàn)證.

1 中低壓MMC數(shù)學(xué)模型

應(yīng)用于城市直流配電網(wǎng)、交直流微電網(wǎng)、分布式電源接入等典型場(chǎng)景的中低壓MMC具有與高壓領(lǐng)域類似的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).圖1所示為典型的三相六橋臂MMC拓?fù)?每個(gè)橋臂含有N個(gè)子模塊(Sub-Module,SM)和1個(gè)橋臂電感Larm.圖中:P、N、o分別為直流母線正、負(fù)極端子、假想的電位參考點(diǎn);ua,up與ua,low分別為A相上、下橋臂電壓;ia,up和ia,low分別為A相上、下橋臂電流;ia、ib、ic分別為A、B、C相交流電流;IDC、uDC分別為直流母線電流、電壓.子模塊可以采用半橋型、全橋型等拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),本文以應(yīng)用最廣泛的半橋型MMC為例進(jìn)行分析.

圖1 MMC電路拓?fù)?/p>

根據(jù)基爾霍夫電壓定律并忽略橋臂電阻,以A相為例,得到MMC橋臂電壓方程:

(1)

式中:uao為A相交流輸出電壓;t為時(shí)間.

根據(jù)基爾霍夫電流定律,得到橋臂電流方程:

(2)

式中:icir為橋臂環(huán)流諧波分量.根據(jù)式(1)～(2),分別得到MMC交流側(cè)和直流側(cè)基本模型,即

(3)

不妨設(shè)MMC A相交流輸出電壓為

(4)

式中:m為調(diào)制比;ω為角頻率.根據(jù)傳統(tǒng)NLC調(diào)制策略原理,上、下橋臂在任一控制周期導(dǎo)通子模塊數(shù)計(jì)算方法為

(5)

式中:UC, ave為子模塊電容電壓平均值;round()表示最近取整函數(shù).

根據(jù)MMC數(shù)學(xué)模型可知,傳統(tǒng)NLC調(diào)制方式應(yīng)用于中低壓MMC存在兩個(gè)問題:①當(dāng)子模塊數(shù)量較少時(shí),MMC輸出電壓平數(shù)少,諧波含量較高;②MMC直流側(cè)串聯(lián)子模塊數(shù)恒定,電容電壓與直流母線電壓耦合,進(jìn)而受直流系統(tǒng)運(yùn)行工況和控制特性的影響.

2 中低壓MMC的NLC調(diào)制策略

2.1 輸出電平解析

傳統(tǒng)NLC調(diào)制策略的基本原理是利用階梯波逼近正弦調(diào)制參考波.在離散控制系統(tǒng)中,MMC在相鄰兩個(gè)階梯內(nèi)上、下橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)增量為正整數(shù),即橋臂電壓必須是以電容電壓UC,ave為階躍幅值的階梯波.

(6)

式中:uup和ulow分別為上、下橋臂電壓;Δnup和Δnlow分別為上、下橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)在相鄰階梯內(nèi)的增量;i和i+1代表相鄰兩個(gè)控制周期的子模塊投切時(shí)刻.傳統(tǒng)NLC調(diào)制下,MMC直流側(cè)導(dǎo)通模塊數(shù)恒定為N,即

(7)

式中:ncom為上、下橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)共模分量.

由于直流側(cè)導(dǎo)通模塊數(shù)恒定,所以上、下橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)增量互補(bǔ),即

Δnup=-Δnlow=Δnref

(8)

式中:Δnref為參考電壓變化導(dǎo)致的橋臂導(dǎo)通子模塊數(shù)增量,Δnref∈{-N,N}.

MMC交流輸出電壓可表示為

(9)

式中:ndiff為上、下橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)差模分量.

相鄰兩個(gè)階梯內(nèi),MMC交流電壓增量為

Δuac=uac(i+1)-uac(i)=ΔnrefUC,ave

(10)

由式(10)可得:傳統(tǒng)NLC調(diào)制下,MMC交流輸出電壓是以電容電壓UC,ave為階躍幅值的階梯波,換流器最大輸出電平數(shù)為N+1.以每橋臂4個(gè)子模塊MMC為例,NLC調(diào)制策略下交流輸出電平數(shù)nac和對(duì)應(yīng)的橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)如表1所示.

表1 子模塊開關(guān)能量組合狀態(tài)

2.2 改進(jìn)NLC調(diào)制方法

在高壓直流輸電等高電壓等級(jí)場(chǎng)合下,MMC橋臂子模塊數(shù)量很高,NLC調(diào)制階梯波近似于理想正弦波.但在中低壓應(yīng)用領(lǐng)域,傳統(tǒng)NLC方法輸出電平數(shù)較低,諧波含量大的問題凸顯.為提升輸出電平數(shù),提出一種簡(jiǎn)單實(shí)用的改進(jìn)型NLC調(diào)制方法.即在上、下橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)計(jì)算式中,引入階梯波修正量,即

(11)

式中:直流分量nDC=N/2;交流分量nac=(nlow-nup)/2;nM為修正量.相鄰兩個(gè)階梯內(nèi)上、下橋臂電壓增量為

(12)

式中:ΔnM=ΔnM(i+1)-ΔnM(i).

因此,MMC交流電壓在相鄰階梯的增量為

(13)

由式(13)可得:當(dāng)相鄰階梯內(nèi)修正量增量ΔnM為奇數(shù)時(shí),MMC輸出電壓階躍幅值為0.5倍電容電壓;當(dāng)ΔnM為偶數(shù)時(shí),MMC輸出電壓階躍幅值為整數(shù)倍電容電壓.根據(jù)交流參考電壓不斷改變nM值奇偶性,即可實(shí)現(xiàn)橋臂級(jí)聯(lián)子模塊數(shù)不變條件下將最大電平數(shù)擴(kuò)展為2N+1.根據(jù)上述兩種情況,當(dāng)2ndiff為偶數(shù)時(shí),修正量取值nM=0.當(dāng)2ndiff為奇數(shù)時(shí),修正量nM取值1或-1.根據(jù)上述分析,改進(jìn)的NLC控制框圖如圖2所示.

圖2 改進(jìn)NLC調(diào)制策略

以橋臂子模塊數(shù)為4的MMC為例,當(dāng)修正量nM取值為{0,1}時(shí),ΔnM為奇數(shù),MMC輸出電平如表2所示.引入橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)修正量nM,可以相應(yīng)改變導(dǎo)通模塊數(shù)差模分量的奇偶性,從而進(jìn)一步提升換流器交流側(cè)輸出電平.

表2 改進(jìn)NLC輸出電平

3 基于改進(jìn)NLC調(diào)制電容電壓穩(wěn)定控制

3.1 電容電壓解耦控制

基于上述改進(jìn)NLC調(diào)制策略,MMC能夠在子模塊較少條件下獲得更高的輸出電平數(shù),從而提高交流電能質(zhì)量.但相應(yīng)地,由于橋臂階梯波修正量nM的引入,MMC直流側(cè)串聯(lián)子模塊數(shù)不再恒定為N,所以MMC直流側(cè)數(shù)學(xué)模型修正為

(14)

nM奇偶性發(fā)生變化時(shí),MMC直流側(cè)被直流母線電壓箝位的子模塊電容數(shù)量也相應(yīng)改變.這導(dǎo)致三相間環(huán)流變化[11],同時(shí)也引起子模塊電容電壓平均值偏離額定值.

(15)

由于中低壓MMC子模塊數(shù)較少,所以設(shè)置修正量nM的取值為{-1, 0, 1},其中±1與0交替插值,從而實(shí)現(xiàn)2N+1電平擴(kuò)展.

如圖3所示,在直流母線電壓穩(wěn)定于額定值條件下,若MMC修正量nM=0,則表現(xiàn)為傳統(tǒng)NLC調(diào)制,滿足電容電壓UC,ave等于額定值UCN;若修正量nM∈{0, 1},則直流側(cè)串聯(lián)模塊數(shù)超過N,電容電壓低于額定值,UC,aveUCN.

圖3 子模塊電容電壓與nM的關(guān)系

針對(duì)上述問題,對(duì)所提出的改進(jìn)NLC策略中修正量nM進(jìn)行改進(jìn),以實(shí)現(xiàn)電容電壓穩(wěn)定.在直流母線電壓穩(wěn)定于額定值時(shí),設(shè)置nM為幅值±1、占空比σ為0.5的方波,如圖3(b)所示,即可實(shí)現(xiàn)電容電壓平均值UC,ave=UCN.但在實(shí)際直流配電系統(tǒng)或直流微電網(wǎng)中,多個(gè)換流站通常采用下垂控制或電壓裕度控制等多點(diǎn)協(xié)調(diào)控制策略[13-14]以提高系統(tǒng)可靠性.此類控制策略下,系統(tǒng)運(yùn)行工況變化時(shí)往往導(dǎo)致直流母線電壓偏離穩(wěn)態(tài)運(yùn)行點(diǎn),進(jìn)而導(dǎo)致MMC電容電壓發(fā)生偏移.

結(jié)合圖3中修正量nM與系統(tǒng)協(xié)調(diào)控制對(duì)電容電壓的影響,在改進(jìn)NLC調(diào)制策略基礎(chǔ)上,提出一種中低壓MMC電容電壓穩(wěn)定控制方法.引入電容電壓平均值反饋控制,對(duì)橋臂階梯波修正量nM的方波占空比σ進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)節(jié).首先計(jì)算子模塊電容電壓偏差值ΔUC,ave,利用比例-積分(PI)控制器調(diào)節(jié)方波占空比參考值σ:當(dāng)直流母線電壓偏高導(dǎo)致偏差值ΔUC,ave>0時(shí),占空比σ增大,從而降低電容電壓;當(dāng)偏差值ΔUC,ave<0時(shí),占空比σ減小,使得電容電壓升高.具體方法如圖4所示.

圖4 基于改進(jìn)NLC調(diào)制的電容電壓控制

3.2 控制特性分析

為分析上述控制策略對(duì)MMC電容電壓的影響,分別計(jì)算NLC調(diào)制下電容電壓的直流分量、基頻分量和二倍頻分量幅值.在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行條件下,假設(shè)子模塊電壓均衡良好且元器件參數(shù)一致,根據(jù)文獻(xiàn)[20]可得電容電壓解析式:

(16)

(17)

(18)

式中:φa為A相相角;C為子模塊電容值.

傳統(tǒng)NLC調(diào)制方式下,直流母線電壓偏移導(dǎo)致的MMC電容電壓交直流分量幅值變化分別為

(19)

改進(jìn)NLC策略下,考慮修正量nM改變MMC直流側(cè)串聯(lián)子模塊數(shù),則電容電壓直流分量穩(wěn)定于額定值,基頻分量和二倍頻分量幅值計(jì)算如下:

(20)

對(duì)比傳統(tǒng)調(diào)制策略,基于改進(jìn)NLC調(diào)制的電容電壓反饋控制下,MMC子模塊電容電壓波動(dòng)中的基頻和二倍頻分量與修正量nM正相關(guān),即當(dāng)直流母線電壓升高時(shí),修正量nM為正,則電容電壓直流分量減小,但紋波系數(shù)增大;當(dāng)直流母線電壓降低時(shí),修正量nM為負(fù),電容電壓直流分量升高,紋波系數(shù)減小.由于式(20)中右側(cè)含高階小量,所以紋波系數(shù)變化率遠(yuǎn)低于直流分量.綜合考慮電容電壓交直流分量,所提出的穩(wěn)定控制能夠有效抑制不同運(yùn)行工況下的MMC電容電壓波動(dòng)范圍.

4 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提中低壓MMC改進(jìn)NLC調(diào)制策略和電容電壓穩(wěn)定控制方法的有效性,在MATLAB/Simulink仿真軟件中搭建MMC電磁暫態(tài)仿真模型.簡(jiǎn)單起見,中壓直流(MVDC)系統(tǒng)直流側(cè)母線電壓由受控電壓源模擬,交流側(cè)連接阻性負(fù)載.MMC分別采用傳統(tǒng)NLC調(diào)制策略、載波層疊脈寬調(diào)制(Carrier Level-Shifted Pulse Width Modulation, CLS-PWM)[27]方式及本文改進(jìn)NLC調(diào)制方法,以進(jìn)行對(duì)比驗(yàn)證.詳細(xì)仿真參數(shù)設(shè)置為:額定直流電壓±350 V;交流額定電壓380 V;每橋臂子模塊數(shù)4個(gè);子模塊額定電容電壓187.5 V;橋臂電感10 mH;模塊電容2 mF;采樣頻率20 kHz.

MMC穩(wěn)定運(yùn)行于額定工況下,交流側(cè)連接阻性負(fù)載(5 Ω).分別采用傳統(tǒng)NLC調(diào)制方法、CLS-PWM調(diào)制方式及本文提出的改進(jìn)NLC調(diào)制策略,對(duì)比3種調(diào)制方式下的MMC運(yùn)行特性和輸出電能質(zhì)量.其中改進(jìn)NLC調(diào)制方法中修正量nM為幅值±1、占空比0.5的方波.仿真結(jié)果如圖5～7所示.

圖5 傳統(tǒng)NLC策略仿真波形

以A相上橋臂為例,傳統(tǒng)NLC調(diào)制策略的MMC交流相電壓輸出電平為5(調(diào)制比為0.89),如圖5所示.圖中:uC為子模塊電容電壓.其上、下橋臂參考導(dǎo)通模塊數(shù)在同一時(shí)刻動(dòng)作,交流側(cè)輸出電壓階梯波階躍值為電容電壓的整數(shù)倍.由于輸出電平數(shù)較低,MMC交流電壓(uabc)和交流電流(iabc)在阻性負(fù)載下出現(xiàn)明顯畸變.在額定工況下,交流電流幅值約為50 A,電流THD為5.66%.電容電壓在額定值附近周期性波動(dòng),穩(wěn)態(tài)下波動(dòng)幅值約為18 V,紋波系數(shù)為9.6%,在實(shí)際直流配電系統(tǒng)中MMC子模塊電容電壓波動(dòng)低于±10%即為可以接受.對(duì)電力系統(tǒng)等中低壓領(lǐng)域而言,傳統(tǒng)NLC調(diào)制方式下MMC輸出電壓和輸出電流諧波含量較高,難以滿足部分對(duì)電能質(zhì)量有較高要求的用電負(fù)荷需要.

CLS-PWM調(diào)制方式的MMC交流相電壓輸出電平仍為5,如圖6所示.該調(diào)制策略下,MMC交流電壓和交流電流在阻性負(fù)載下的畸變率明顯優(yōu)于傳統(tǒng)NLC調(diào)制方式,交流輸出電流THD約為2.13%.這是因?yàn)槠渖?、下橋臂參考?dǎo)通模塊數(shù)在傳統(tǒng)NLC階梯波最高/低階梯處投切.此時(shí),MMC運(yùn)行于穩(wěn)態(tài)工況時(shí)的電容電壓波動(dòng)于168～205 V,紋波系數(shù)約為10%.因此,該調(diào)制方式下能夠滿足部分對(duì)電能質(zhì)量有較高要求的用電負(fù)荷需要,但其需為每個(gè)子模塊配置額外的閉環(huán)均壓控制,在運(yùn)行環(huán)境復(fù)雜的直流配電系統(tǒng)中不利于提高系統(tǒng)可靠性.

圖6 CLS-PWM策略仿真波形

改進(jìn)NLC調(diào)制方式的仿真結(jié)果如圖7所示.由于調(diào)制比限制,MMC交流相電壓輸出電平數(shù)為7.在額定工況穩(wěn)定運(yùn)行時(shí),直流側(cè)串聯(lián)模塊數(shù)修正量nM平均值為0.MMC上、下橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)在傳統(tǒng)NLC階梯波上投切.該調(diào)制策略下,MMC交流交流輸出電壓電平數(shù)增加為7,交流輸出電流THD約為2.65%,電流畸變率明顯優(yōu)于傳統(tǒng)NLC調(diào)制方式.改進(jìn)NLC調(diào)制方式下,MMC運(yùn)行于穩(wěn)態(tài)工況時(shí)的電容電壓波動(dòng)為169～205 V,紋波系數(shù)約為10%.

圖7 改進(jìn)NLC策略仿真波形

穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果顯示,所提出的改進(jìn)NLC調(diào)制策略能夠有效提升MMC輸出電平數(shù)并改善交流輸出電能質(zhì)量.相同運(yùn)行條件下,交流電流THD由傳統(tǒng)NLC的5.66%下降至2.65%,接近CLS-PWM的2.13%.另一方面,由于修正量nM的引入,橋臂電壓參考值包含{-1, 0, 1}的高頻分量.該分量一方面使得MMC輸出電平數(shù)擴(kuò)展至2N+1,但也在直流電壓和相間環(huán)流中引入非特征次諧波分量.

為進(jìn)一步驗(yàn)證中低壓MMC電容電壓穩(wěn)定控制方法,對(duì)直流母線電壓階躍運(yùn)行條件進(jìn)行仿真分析,如圖8和圖9所示.仿真初始時(shí)刻至1.0 s,MMC穩(wěn)定運(yùn)行于額定直流母線電壓750 V;1.5 s時(shí)直流母線電壓升高至830 V,約1.1 (p.u.);1.0 s后直流母線電壓跌落至670 V,約0.9 (p.u.).對(duì)比傳統(tǒng)NLC調(diào)制和改進(jìn)NLC調(diào)制方法的電容電壓,結(jié)果如下.

圖8 直流母線電壓波動(dòng)時(shí)傳統(tǒng)NLC電容電壓

圖9 直流母線電壓波動(dòng)時(shí)改進(jìn)NLC電容電壓

圖8為傳統(tǒng)NLC調(diào)制方法仿真結(jié)果.仿真初始階段0～1.0 s,直流母線電壓為額定值750 V,電容電壓穩(wěn)定于額定值187 V附近,波動(dòng)范圍為168～205 V;1.0～1.5 s,直流母線電壓升高后,電容電壓波動(dòng)范圍約為194～230 V;1.5～2.0 s,直流母線電壓跌落,子模塊電容電壓亦隨之減小,波動(dòng)范圍約為142～176 V.在整個(gè)仿真過程中,MMC子模塊電容電壓隨直流母線電壓在0.76～1.23 (p.u.)范圍內(nèi)大幅變化,已接近甚至超過子模塊過壓和欠壓保護(hù)閾值.當(dāng)直流母線電壓變化時(shí),MMC電容電壓紋波系數(shù)基本不變;可見,由于下垂控制導(dǎo)致的電容電壓直流分量偏移,已經(jīng)超過電容電壓基頻和二倍頻波動(dòng)最大幅值(額定功率),成為影響器件參數(shù)選型和安全裕度的主導(dǎo)因素.

圖9為電壓穩(wěn)定控制仿真結(jié)果.得益于直流側(cè)引入導(dǎo)通模塊數(shù)修正量實(shí)時(shí)調(diào)整,MMC換流閥內(nèi)部?jī)?chǔ)能與外部傳輸功率相解耦.當(dāng)直流母線電壓升高后,電容電壓平均值的直流偏移量約為0.7%, 但電容電壓波動(dòng)幅值增大至156～208 V,紋波系數(shù)約為14%.相比傳統(tǒng)NLC調(diào)制方法,改進(jìn)方法的最大電容電壓由約230 V降低至208 V.當(dāng)直流母線電壓跌落后,MMC子模塊電容電壓平均值約為193 V,波動(dòng)范圍限制于180～206 V,紋波系數(shù)減小至約7%,低于傳統(tǒng)方法的9%,與式(20)的理論分析相吻合.

綜合上述仿真結(jié)果,本文提出的改進(jìn)NLC調(diào)制及電容電壓穩(wěn)定控制方法,在提升MMC輸出電平的同時(shí),能夠在直流母線電壓波動(dòng)條件下維持電容電壓基本穩(wěn)定,有效抑制電容電壓偏移;有利于降低電容和開關(guān)器件的耐壓選型標(biāo)準(zhǔn),提高設(shè)備可靠性.

5 RTDS硬件在環(huán)測(cè)試

為進(jìn)一步驗(yàn)證改進(jìn)NLC調(diào)制及其電容電壓穩(wěn)定控制策略,在基于RTDS的6.4 kV/4.5 MW MMC平臺(tái)中進(jìn)行硬件在環(huán)測(cè)試(Hardware in the Loop, HIL),如圖10所示.測(cè)試工況與仿真類似,MMC直流母線電壓由受控電壓源模擬,交流側(cè)連接阻感負(fù)載.MMC分別采用傳統(tǒng)NLC調(diào)制策略和本文改進(jìn)NLC調(diào)制方法進(jìn)行對(duì)比驗(yàn)證.詳細(xì)仿真參數(shù)設(shè)置為:額定直流電壓±3.2 V;交流額定電壓3.1 V;每橋臂子模塊數(shù)4個(gè);子模塊額定電容電壓1.6 V;橋臂電感13 mH;模塊電容12 mF;采樣頻率20 kHz.

圖10 硬件在環(huán)測(cè)試平臺(tái)

5.1 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行

MMC穩(wěn)定運(yùn)行于額定工況下,交流側(cè)連接阻感負(fù)載.分別采用傳統(tǒng)NLC調(diào)制和本文提出的改進(jìn)NLC調(diào)制策略,對(duì)比兩種調(diào)制方式下的MMC運(yùn)行特性和輸出電能質(zhì)量.RTDS測(cè)試結(jié)果如圖11～12所示.

圖11 傳統(tǒng)NLC策略測(cè)試波形

傳統(tǒng)NLC調(diào)制策略下HIL測(cè)試結(jié)果如圖11所示.圖中:uup,low為A相上、下橋臂電壓.以A相為例,由于輸出電平數(shù)較低,MMC交流電壓中存在較為明顯的畸變,經(jīng)傅里葉分解得到THD約為3.39%.交流電流幅值約為1.0 kA,電流THD為1.76%.該調(diào)制方式下橋臂電壓中直流分量穩(wěn)定于3.2 kV,電容電壓在額定值附近周期性波動(dòng),紋波系數(shù)約為3.2%.

改進(jìn)NLC調(diào)制方式的HIL測(cè)試結(jié)果如圖12所示.相比于傳統(tǒng)NLC調(diào)制策略,MMC交流電壓參考波電平數(shù)由5增加為9,因此其交流電壓THD約為2.25%,交流電流THD約為1.15%,分別降低約33.6% 和34.7%.改進(jìn)策略的交流電能質(zhì)量明顯優(yōu)于傳統(tǒng)NLC方法.MMC在穩(wěn)態(tài)工況下的電容電壓穩(wěn)定于額定值1.6 kV附近波動(dòng).相比于傳統(tǒng)方法,由于在橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)直流分量中引入修正量,導(dǎo)致電容電壓直流分量出現(xiàn)小幅波動(dòng),兩者紋波系數(shù)沒有顯著區(qū)別.

穩(wěn)態(tài)條件下的HIL測(cè)試結(jié)果如圖13所示.圖中:U0為基頻分量的幅值;Mag為各倍頻分量幅值相較于基頻分量幅值的比例;基頻頻率f0=50 Hz.所提出的改進(jìn)NLC調(diào)制策略能夠有效提升電平數(shù)較低的MMC交流輸出電能質(zhì)量.相同運(yùn)行條件下,交流電流THD相比傳統(tǒng)NLC的1.76%下降至1.15%.

5.2 變工況運(yùn)行

為了驗(yàn)證中低壓MMC電容電壓穩(wěn)定控制策略的有效性,對(duì)直流母線電壓階躍運(yùn)行條件進(jìn)行試驗(yàn).測(cè)試條件如下,MMC直流母線電壓初始時(shí)刻穩(wěn)定于額定值6.4 kV;1.5 s時(shí)直流母線電壓升高至7.1 kV,約1.1 (p.u.);2.5 s后直流母線電壓恢復(fù)額定值,3.0 s跌落至5.7 kV,約0.9 (p.u.).分別對(duì)傳統(tǒng)NLC調(diào)制方法和改進(jìn)NLC方法在相同運(yùn)行條件下進(jìn)行對(duì)比仿真測(cè)試.

圖14為傳統(tǒng)NLC調(diào)制方法測(cè)試結(jié)果.當(dāng)直流母線電壓為額定值6.4 kV時(shí),電容電壓直流分量約為1.6 kV;當(dāng)直流母線電壓升高至1.1 (p.u.)時(shí),電容電壓直流分量隨之大幅偏離額定值并劇烈振蕩.3.0 s后直流母線電壓跌落,子模塊電容電壓亦隨之減小,并最終穩(wěn)定于約1.4 kV.整個(gè)實(shí)驗(yàn)過程中,電容電壓波動(dòng)范圍約為1.2～2.0 kV,已接近甚至超過子模塊過壓和欠壓保護(hù)閾值.

圖15為改進(jìn)控制方法測(cè)試結(jié)果.圖中:uDC為直流母線電壓.整個(gè)實(shí)驗(yàn)過程中,MMC電容電壓未發(fā)生顯著偏移.當(dāng)直流母線電壓升高時(shí),電容電壓波動(dòng)幅值略微增大;當(dāng)直流母線電壓降低時(shí),紋波系數(shù)略微減小.MMC電容電壓波動(dòng)范圍限制于1.52～1.68 kV,有利于提高換流閥和子模塊電壓安全裕度,尤其是兩端或多端的直流系統(tǒng).值得注意的是,改進(jìn)NLC調(diào)制方法下,由于在MMC直流側(cè)引入幅值為1個(gè)電容電壓的高頻分量,對(duì)環(huán)流抑制等有一定影響,所以在實(shí)際直流配電系統(tǒng)中可采用改進(jìn)環(huán)流抑制算法或配置高頻濾波器等方式加以改善.因此本文所提改進(jìn)NLC策略幾乎不會(huì)給直流系統(tǒng)的穩(wěn)定性帶來不利影響.

圖15 改進(jìn)NLC策略電壓波形

6 結(jié)語

針對(duì)應(yīng)用于城市直流配電網(wǎng)等中低壓領(lǐng)域的MMC輸出電平少、電能質(zhì)量較差的問題,提出一種改進(jìn)NLC調(diào)制策略,能夠?qū)崿F(xiàn)2N+1電平輸出,簡(jiǎn)單實(shí)用.在此基礎(chǔ)上,引入電容電壓反饋,提出一種中低壓MMC子模塊電壓穩(wěn)定控制方法,實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓與直流母線電壓的解耦控制.基于RTDS的HIL測(cè)試結(jié)果顯示,4模塊MMC采用改進(jìn)NLC調(diào)制策略時(shí),交流電壓和交流電流THD分別從3.39%和1.76%降低至2.25%和1.15%.當(dāng)直流母線電壓偏離額定值時(shí),所提電容電壓控制方法能夠穩(wěn)定控制子模塊電壓于額定值附近,電壓波動(dòng)范圍由1.2～2.0 kV降低至1.52～1.68 kV,避免電容過壓或欠壓風(fēng)險(xiǎn),有利于降低器件選型難度和提升設(shè)備安全裕度.但缺點(diǎn)是在MMC直流側(cè)引入高頻噪聲不利于環(huán)流抑制.