李守湛,曹良足,鄧 笛

(景德鎮(zhèn)陶瓷大學(xué) 機(jī)械電子工程學(xué)院,江西 景德鎮(zhèn) 333403)

0 引言

隨著無線通信技術(shù)的不斷普及,生活中電磁干擾越來越多,微波濾波器作為射頻前端通信系統(tǒng)的重要組成器件,對于篩選和過濾信號起著至關(guān)重要的作用。多頻段無線系統(tǒng)需要使用可調(diào)諧或可切換的濾波器進(jìn)行重新配置,國內(nèi)外學(xué)者對可調(diào)諧濾波器[1-5]或可切換濾波器的研究較多[6-9],但對既可調(diào)諧又可切換的濾波器研究較少[10-13]。

文獻(xiàn)[6]基于平行耦合線設(shè)計(jì)了一款3種傳輸模式的濾波器,但其帶阻模式下的性能較差,且使用過多的PIN開關(guān)二極管并未實(shí)現(xiàn)足夠多的傳輸模式;文獻(xiàn)[7]基于T型諧振器使用4個(gè)PIN開關(guān)二極管設(shè)計(jì)了一款3種傳輸模式的濾波器,但只能通過改變物理尺寸實(shí)現(xiàn)中心頻率和帶寬的調(diào)節(jié)。文獻(xiàn)[8]基于山字形多模諧振器,使用3個(gè)PIN開關(guān)二極管設(shè)計(jì)了一款6種傳輸模式的濾波器,但其選擇性不好。文獻(xiàn)[9]基于環(huán)形諧振器,使用單刀雙擲開關(guān)和PIN開關(guān)二極管設(shè)計(jì)了一款帶通-帶阻濾波器。文獻(xiàn)[10]通過在輸入輸出饋線間加載射頻-微機(jī)電系統(tǒng)(RF-MEMS)開關(guān)實(shí)現(xiàn)帶通到帶阻兩種模式的可切換,在諧振器間加載變?nèi)莨苷{(diào)整耦合實(shí)現(xiàn)帶寬的可調(diào)諧。文獻(xiàn)[11] 使用無源特性的憶阻器Pi模型設(shè)計(jì)了一款帶通-帶阻可切換的濾波器,但兩種模式下阻帶的選擇性都不好,同時(shí)因?yàn)槿鄙賾涀杵鞯纳逃媚Ｐ?無法給出實(shí)物測試數(shù)據(jù)。文獻(xiàn)[12]采用諧振器級聯(lián),使用單刀雙擲開關(guān)驗(yàn)證了二階、三階級聯(lián)實(shí)現(xiàn)帶通與帶阻兩種模式可切換的可行性。文獻(xiàn)[13]通過在輸入輸出饋線間加載PIN開關(guān)二極管設(shè)計(jì)了一款帶通帶阻可切換的濾波器,在諧振器開路端加載變?nèi)荻O管實(shí)現(xiàn)中心頻率的可調(diào)諧。

本文提出了一款中心頻率可調(diào)的高選擇性帶通帶阻可切換濾波器,通過1個(gè)PIN開關(guān)二極管和4個(gè)變?nèi)荻O管設(shè)計(jì)了一款帶通模式中心頻率可調(diào)范圍3.45～4.25 GHz、帶阻模式中心頻率可調(diào)范圍3.6～4.2 GHz的響應(yīng)可重構(gòu)微波濾波器。最后對濾波器進(jìn)行加工制作,實(shí)測與仿真結(jié)果基本一致。

1 濾波器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)與分析

圖1為本文提出的濾波器結(jié)構(gòu),主要由輸入輸出饋線、一對λ/2(λ為波長)開路諧振器、變?nèi)荻壒芎蚉IN開關(guān)二極管組成。通過在距諧振器開路端約1/4處加載變?nèi)荻O管,調(diào)諧變?nèi)荻O管偏置電壓可實(shí)現(xiàn)中心頻率的調(diào)諧,在輸入輸出饋線間加載PIN開關(guān)二極管實(shí)現(xiàn)帶通與帶阻兩種模式的可切換,PIN開關(guān)二極管零偏狀態(tài)等效小電阻表現(xiàn)為帶通模式,正偏狀態(tài)等效小電阻實(shí)現(xiàn)帶阻模式,同時(shí)因?yàn)橐朐从谪?fù)載間的耦合,在阻帶產(chǎn)生了傳輸零點(diǎn),提高了選擇性和阻帶抑制。此外,隔直電容Cb和偏置電阻Rb在電路中分別起隔直和防止射頻泄露的作用。

圖1 濾波器結(jié)構(gòu)圖

1.1 耦合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

圖2為本文所提出的濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。通過在輸入輸出饋線間引入PIN開關(guān)二極管作為射頻開關(guān),實(shí)現(xiàn)帶通與帶阻兩種傳輸模式的可切換。PIN開關(guān)二極管在零偏時(shí)等效為1個(gè)小電容,此時(shí)開關(guān)等效為斷開狀態(tài),濾波器工作在帶通模式;當(dāng)PIN二極管正偏時(shí)則等效為1個(gè)小電阻,此時(shí)開關(guān)等效為閉合狀態(tài),濾波器工作在帶阻模式。

圖2 耦合拓?fù)鋱D

如圖3所示,由于在輸入輸出饋線之間引入源與負(fù)載耦合,在上阻帶產(chǎn)生了一個(gè)傳輸零點(diǎn),由于兩個(gè)諧振器之間存在電磁混合耦合,在下阻帶也產(chǎn)生了一個(gè)傳輸零點(diǎn),兩個(gè)傳輸零點(diǎn)的產(chǎn)生增加了濾波器的選擇性和阻帶抑制。

圖3 有無源與負(fù)載耦合影響

1.2 可調(diào)諧振器分析

對于λ/2開路諧振器,微帶線長度決定了諧振頻率,可通過在距諧振器開路端約1/4處加載變?nèi)荻O管,利用電容等效微帶線長度的原理可減小諧振器尺寸,同時(shí)實(shí)現(xiàn)中心頻率可調(diào)諧。

本文提出的諧振器等效電路如圖4所示。在距λ/2開路諧振器開路端約1/4處分別加載變?nèi)莨蹸v1和Cv2。

圖4 可調(diào)諧振器

其P1位置端口導(dǎo)納Yin為

Yin=jωCv1+jY2tanθ2+

(1)

Yin1=jωCv2+jY3tanθ3

(2)

式中:θ1為長度L1及諧振角頻率ω對應(yīng)的電長度;θ2為長度L2及諧振角頻率ω對應(yīng)的電長度;θ3為長度L3及諧振角頻率ω對應(yīng)的電長度;Y1,Y2,Y3分別為相應(yīng)傳輸線的特性導(dǎo)納。

由于諧振器諧振條件:

Yin=0

(3)

則有:

(4)

(5)

由式(4),(5)可得:

(6)

(7)

式中:ω′為諧振角頻率;θ′1為長度L1及諧振角頻率ω′對應(yīng)的電長度;θ′2為長度L2及諧振角頻率ω′對應(yīng)的電長度;θ′3為長度L3及諧振角頻率ω′對應(yīng)的電長度。

由式(6),(7)可知,諧振器的諧振頻率可通過電容Cv1與Cv2的容量進(jìn)行調(diào)節(jié)。

圖5為諧振頻率隨電容Cv1與Cv2的容量變化的結(jié)果。由圖可看出,Cv1與Cv2的容量大小改變都會(huì)引起諧振頻率的變化。因此,通過加載變?nèi)荻O管可實(shí)現(xiàn)濾波器中心頻率的可調(diào)諧。

圖5 頻率隨電容容量變化關(guān)系

耦合系數(shù)k為

(8)

式中f1,f2分別為模式1、2的工作頻率。

圖6為電容Cv1與Cv2容量改變過程中耦合系數(shù)的變化。由圖可看出,電容Cv1容量增大,耦合系數(shù)減小;電容Cv2容量增大,耦合系數(shù)增大。因此,對電容Cv1與Cv2同時(shí)調(diào)節(jié)可保持耦合系數(shù)相對不變,從而保持電調(diào)范圍內(nèi)帶寬恒定。

圖6 耦合系數(shù)隨電容容量變化關(guān)系

圖7為中心頻率調(diào)諧過程中耦合系數(shù)隨頻率變化的關(guān)系。由圖可看出,耦合系數(shù)相對變化率為15.8%,故濾波器的帶寬在電調(diào)范圍內(nèi)可幾乎保持恒定。

圖7 耦合系數(shù)隨頻率變化關(guān)系

外部品質(zhì)因數(shù)Qe為

(9)

式中f0為中心頻率。

圖8為實(shí)驗(yàn)提取的Qe與理論Qe隨頻率變化的比較。由圖可看出兩條曲線存在合理的一致性。

圖8 提取的Qe與理論Qe的比較

1.3 仿真結(jié)果分析

圖9為濾波器帶通響應(yīng)Cv1與Cv2不同容值下的傳輸曲線與反射曲線。

圖9 帶通響應(yīng)仿真結(jié)果

由圖9可看出,同時(shí)調(diào)諧Cv1與Cv2可使濾波器中心頻率在3.45～4.25 GHz內(nèi)連續(xù)可調(diào),調(diào)諧過程中絕對帶寬為(210±5) MHz,插入損耗為0.42～0.57 dB,回波損耗優(yōu)于24 dB。2個(gè)傳輸零點(diǎn)在調(diào)諧過程中一直存在,且相對通帶位置基本不變,進(jìn)一步證明了濾波器具有良好的選擇性與阻帶抑制。

圖10為濾波器帶阻響應(yīng)Cv1與Cv2不同容值下的傳輸曲線與反射曲線。由圖可看出,同時(shí)調(diào)諧Cv1與Cv2可使濾波器中心頻率在3.6～4.22 GHz內(nèi)連續(xù)可調(diào),調(diào)諧過程中絕對帶寬為(90±10) MHz,阻帶內(nèi)衰減優(yōu)于18 dB,插入損耗低于0.4 dB。

圖10 帶阻響應(yīng)仿真結(jié)果

2 實(shí)物制作與結(jié)果測試

設(shè)計(jì)中,仿真軟件使用ADS與HFSS聯(lián)合仿真,利用ADS仿真的速度優(yōu)勢對電路原理圖進(jìn)行仿真優(yōu)化得到粗模型,再利用HFSS仿真與實(shí)際樣品的相似性進(jìn)行建模驗(yàn)證結(jié)構(gòu)有效性,對結(jié)構(gòu)參數(shù)微調(diào)優(yōu)化得到細(xì)模型,可有效地提高仿真的效率。

為驗(yàn)證仿真結(jié)果與實(shí)際的差異,使用介電常數(shù)εr=2.2、板厚h=1 mm、損耗正切tanδ=0.000 9的F4BM介質(zhì)基板制作了一款頻率可調(diào)帶通-帶阻可切換濾波器。最終得到的濾波器結(jié)構(gòu)參數(shù)(見圖1)為w=3.1 mm,w1=1.8 mm,w2=1.8mm,w3=1.4 mm,w4=1.4 mm,L0=13.3 mm,L1=4.2 mm,L2=5.2 mm,L3=3.3 mm,L4=2 mm,L5=2 mm,L6=7.7 mm,L7=3.9 mm,s1=0.1 mm,s2=1 mm,L=22 nH,Cb=1 pF,Rb=100 kΩ。濾波器整體尺寸為44.4 mm×16.1 mm,即0.59λg×0.21λg(其中λg為調(diào)諧范圍中心頻率對應(yīng)波長),由于沒有合適的最小可調(diào)電容(為0.14 pF)的變?nèi)荻O管,故Cv1和Cv2選用可調(diào)范圍相對接近的SMV2019(C=0.3～2.25 pF,Rs=4.8 Ω),PIN開關(guān)二極管選用SMP 1345-079LF。最終制作的濾波器實(shí)物如圖11所示。使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Agilent E5071B對濾波器的傳輸與反射特性進(jìn)行測量。

圖11 可切換濾波器實(shí)物圖

當(dāng)開關(guān)二極管不加偏壓,開關(guān)斷開,濾波器為帶通狀態(tài),然后在變?nèi)荻O管加反偏壓,圖12為帶通響應(yīng)的測量結(jié)果。由圖可看出,隨著直流電壓的改變,濾波器在3.45～3.90 GHz內(nèi)連續(xù)可調(diào),絕對帶寬保持恒定。測量出的插入損耗為4.4～4.6 dB,回波損耗優(yōu)于13 dB,兩側(cè)傳輸零點(diǎn)一直存在,進(jìn)一步說明了濾波器在可調(diào)范圍內(nèi)具有良好的選擇性。

圖12 帶通響應(yīng)測試結(jié)果

當(dāng)開關(guān)管加正偏壓,開關(guān)二極管導(dǎo)通,濾波器為帶阻狀態(tài),然后在變?nèi)荻O管上加反偏壓,圖13為帶阻響應(yīng)的測量結(jié)果。

圖13 帶阻響應(yīng)測試結(jié)果

由圖13可看出,隨著直流電壓的改變,濾波器在3.45～3.90 GHz內(nèi)連續(xù)可調(diào)。測量出阻帶內(nèi)衰減優(yōu)于9 dB,通帶插入損耗低于0.8 dB。

測量結(jié)果發(fā)現(xiàn),帶阻狀態(tài)阻帶內(nèi)衰減較差,其原因主要由變?nèi)荻O管寄生電阻與加工過程中焊接器件誤差造成。圖14為帶阻狀態(tài)變?nèi)荻O管串聯(lián)電阻仿真結(jié)果。由圖可看出,隨著電阻Rs的增大,阻帶內(nèi)衰減隨之變差,采用高Q值GaAS變?nèi)荻O管可減小誤差。

圖14 串聯(lián)電阻仿真結(jié)果

3 結(jié)束語

本文采用一對λ/2(λ為波長)諧振器加載1個(gè)PIN開關(guān)二極管和4個(gè)變?nèi)荻O管設(shè)計(jì)了一款頻率可調(diào)帶通與帶阻可切換的濾波器。通過對耦合系數(shù)與外部Q值的分析,選取合適的參數(shù)實(shí)現(xiàn)了濾波器絕對帶寬在調(diào)諧范圍內(nèi)保持恒定。通過引入源與負(fù)載耦合及諧振器之間的電磁混合耦合產(chǎn)生傳輸零點(diǎn),提高濾波器的選擇性與帶外抑制。最終實(shí)物測量與仿真結(jié)果基本一致,其差異由變?nèi)荻壒芗纳娮枧c加工過程中焊接器件誤差造成。選用高Q值GaAS變?nèi)荻O管有望減小插入損耗。該濾波器尺寸為44.4 mm×16.1 mm(0.59λg×0.21λg),結(jié)構(gòu)簡單,基本滿足小型化的要求,同時(shí)該濾波器在多用途無線通信系統(tǒng)中也具有極大的潛力。