戚連剛，韓顏澤，王亞妮，國(guó)強(qiáng)，Kaliuzhny MYKOLA

1. 哈爾濱工程大學(xué) 信息與通信工程學(xué)院，哈爾濱 150001 2. 中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第十研究所 敏捷智能計(jì)算四川省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，成都 610036 3. 先進(jìn)船舶通信與信息技術(shù)工業(yè)和信息化部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，哈爾濱 150001 4. 哈爾科夫國(guó)立無(wú)線電電子大學(xué)，哈爾科夫 61166

全球衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System, GNSS)補(bǔ)充了機(jī)載慣性導(dǎo)航系統(tǒng)，在全球范圍內(nèi)提供航路、終端和進(jìn)近期間的引導(dǎo)服務(wù)，已成為現(xiàn)代飛機(jī)導(dǎo)航的主要技術(shù)之一。相對(duì)于陸地和海上運(yùn)輸而言，航空運(yùn)輸對(duì)于GNSS的性能要求最高，由于各種惡意和無(wú)意識(shí)干擾的存在，航空應(yīng)用中GNSS的可靠性和安全性成為了重要的研究方向。在航空領(lǐng)域中，機(jī)載導(dǎo)航設(shè)備的天線數(shù)量受限且不能與其他機(jī)載無(wú)線接收機(jī)產(chǎn)生額外干擾，對(duì)于這一類定位精度和硬件資源受限的環(huán)境，單天線衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)具有獨(dú)特優(yōu)勢(shì)。

線性調(diào)頻(Linear Frequency Modulation, LFM)干擾信號(hào)具有寬帶非平穩(wěn)特性，是一種通信、導(dǎo)航、雷達(dá)系統(tǒng)面臨的典型干擾。單天線接收機(jī)不具備空間分辨能力，主要采用變換域分析手段抑制LFM干擾，其中較有效的變換方法有：短時(shí)傅里葉變換(Short-Time Fourier Transform, STFT)、小波變換(Wavelet Transform, WT)、Wigner-Ville分布(Wigner-Ville Distribution, WVD)、分?jǐn)?shù)階傅里葉變換(Fractional Fourier Transform, FrFT)等。這些方法利用干擾信號(hào)與導(dǎo)航信號(hào)在變換域的能量分布差異，通過(guò)濾波器或脈沖消隱等手段實(shí)現(xiàn)干擾抑制；為了進(jìn)一步提高導(dǎo)航接收機(jī)的抗干擾能力，文獻(xiàn)[9]根據(jù)線性調(diào)頻斜率自適應(yīng)的調(diào)節(jié)STFT窗長(zhǎng)，并通過(guò)多組窗疊加的方式緩解了STFT時(shí)頻分辨率不足的缺點(diǎn)；文獻(xiàn)[12]采用時(shí)頻圖對(duì)調(diào)頻率拐點(diǎn)位置進(jìn)行估計(jì)，通過(guò)多個(gè)周期的短時(shí)R’enyi熵緩解了干擾頻率估計(jì)結(jié)果受調(diào)頻率拐點(diǎn)影響較大的問(wèn)題。雖然這些方法提高了GNSS接收機(jī)對(duì)單分量LFM干擾的抑制能力，但當(dāng)多個(gè)分量的干擾同時(shí)存在時(shí)，跟蹤瞬時(shí)頻率的方法受交叉項(xiàng)影響較大。FrFT減少了交叉項(xiàng)帶來(lái)的影響，但是數(shù)字FrFT的非線性失真及干擾相位不連續(xù)引起的分?jǐn)?shù)譜泄漏導(dǎo)致干擾抑制后殘留干擾能量較大，文獻(xiàn)[13]提出重疊加窗FrFT聯(lián)合時(shí)域消隱的方法并用于直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)中減少了殘余干擾，文獻(xiàn)[14]通過(guò)FrFT域幅度一階矩快速求取最優(yōu)階數(shù)并對(duì)單分量LFM干擾進(jìn)行抑制。目前存在大量的FrFT最優(yōu)階數(shù)的快速搜索算法，如文獻(xiàn)[15]提出的黃金分割與文獻(xiàn)[16]提出的四階原點(diǎn)矩等方法，這些方法提高了FrFT最優(yōu)階數(shù)的搜索速度。在多分量干擾抑制過(guò)程中，為了減少期望信號(hào)的信噪比損失，干擾需要按能量逐次去除。然而，在實(shí)際應(yīng)用中干擾的周期信息與干噪比未知，分?jǐn)?shù)階傅里葉最優(yōu)階數(shù)快速搜索方法會(huì)受到調(diào)頻率拐點(diǎn)影響，且基于整體均值統(tǒng)計(jì)的底部噪聲能量估計(jì)方法的自適應(yīng)性不足，難以應(yīng)對(duì)不同干噪比情況。

為了進(jìn)一步減少殘余干擾對(duì)接收信號(hào)后續(xù)處理帶來(lái)的影響，提高單天線導(dǎo)航接收機(jī)在不同干噪比下的適應(yīng)性，本文針對(duì)典型FrFT類方法的不足，提出一種聯(lián)合調(diào)頻率拐點(diǎn)信息與FrFT的多分量LFM干擾抑制方法，通過(guò)優(yōu)化多分量LFM干擾信號(hào)的分?jǐn)?shù)階傅里葉最優(yōu)階數(shù)搜索區(qū)間，減少殘余干擾的影響。首先提出了一種基于時(shí)域差分與奇異值分解的調(diào)頻率拐點(diǎn)估計(jì)方法，提取干擾信號(hào)的周期信息，并根據(jù)調(diào)頻率拐點(diǎn)索引值對(duì)信號(hào)分塊；其次，利用干擾中心區(qū)間的接收信號(hào)進(jìn)行最優(yōu)階數(shù)估計(jì)與自適應(yīng)門(mén)限估計(jì)，提升干擾抑制效果。仿真分析表明，該方法對(duì)于單個(gè)分量與多個(gè)分量LFM干擾均有改善，可以減少干擾抑制過(guò)程的信噪比損失，提升導(dǎo)航信號(hào)捕獲效果。

1 問(wèn)題模型

1.1 信號(hào)模型

單天線衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)處理的數(shù)字信號(hào)可以表示為

(1)

式中：()表示第顆衛(wèi)星的導(dǎo)航信號(hào)；()為L(zhǎng)FM干擾信號(hào)；()為接收機(jī)熱噪聲。接收機(jī)處的第顆衛(wèi)星的導(dǎo)航信號(hào)表示為

(2)

式中：表示接收機(jī)處第顆衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)的功率；(·)表示導(dǎo)航電文數(shù)據(jù)序列；(·)表示擴(kuò)頻碼序列；表示含多普勒頻移的中頻載波頻率；表示載波相位。

多分量LFM干擾可以表示為

(3)

式中：表示干擾分量序號(hào)；為分量個(gè)數(shù)；為第個(gè)干擾分量第個(gè)周期序號(hào)；為第個(gè)干擾分量的周期總數(shù)；為第個(gè)干擾分量第個(gè)周期長(zhǎng)度，令=0；,()為第個(gè)干擾分量的單個(gè)周期內(nèi)信號(hào)，其數(shù)學(xué)模型可以記為

,()=ei(2π+π+)0<≤

(4)

式中：為干擾振幅；為初始頻率；為調(diào)頻斜率。

1.2 分?jǐn)?shù)階傅里葉變換特性

分?jǐn)?shù)階傅里葉變換定義為

(5)

式中：{[()]}()表示對(duì)()做階FrFT到域，=2π為FrFT的階次，為旋轉(zhuǎn)角度；[·]為FrFT算子；(,)為FrFT變換核。

對(duì)應(yīng)旋轉(zhuǎn)角度的FrFT為

(6)

式中：當(dāng)=-cot、=csc時(shí)，()的分?jǐn)?shù)階傅里葉譜峰為

(7)

LFM干擾的主能量可以通過(guò)階FrFT提取，而衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)為經(jīng)過(guò)隨機(jī)序列擴(kuò)頻后的信號(hào)，在任何一個(gè)FrFT域的分布類似于高斯白噪聲分布，因此可以利用LFM干擾和衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)在FrFT的聚集特性差異實(shí)現(xiàn)干擾抑制。其中FrFT變換階數(shù)可以通過(guò)峰值搜索來(lái)獲取，峰值搜索算法需要記錄不同階數(shù)下的峰值并取其中的最大值。實(shí)際應(yīng)用中，單次FrFT變換長(zhǎng)度有限，需要對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行截?cái)嗪蠓峙幚?，而信?hào)截?cái)鄥^(qū)間對(duì)LFM干擾在FrFT域聚集情況有較大影響，當(dāng)信號(hào)中存在多個(gè)LFM干擾分量時(shí)，通常需要按干擾能量逐次消除干擾，由式(7)可得，LFM干擾信號(hào)在最優(yōu)旋轉(zhuǎn)角度的分?jǐn)?shù)譜最高峰值大小取決于信號(hào)能量與時(shí)域截?cái)嚅L(zhǎng)度，當(dāng)截?cái)鄥^(qū)間不同時(shí)，其一維搜索空間會(huì)發(fā)生變化，如圖1所示。2分量LFM信號(hào)干擾參數(shù)與調(diào)頻率拐點(diǎn)位置不同，假設(shè)分量1幅值為1 V，分量2幅值為0.5 V，2個(gè)虛線框分別表示不同位置的2個(gè)最優(yōu)階數(shù)搜索窗口，前者意味著處理窗口中的信號(hào)包含調(diào)頻率拐點(diǎn)，后者表明窗口中不存在調(diào)頻率拐點(diǎn)?？梢园l(fā)現(xiàn)當(dāng)截?cái)鄥^(qū)間內(nèi)包含調(diào)頻拐點(diǎn)時(shí)，分?jǐn)?shù)階傅里葉階數(shù)搜索方法難以區(qū)分不同分量的干擾強(qiáng)度，會(huì)對(duì)快速搜索算法和干擾抑制效果產(chǎn)生影響。

圖1 不同區(qū)間的FrFT域最優(yōu)階數(shù)搜索情況Fig.1 Results of search of optimal order in FrFT domain in different intervals

1.3 LFM信號(hào)時(shí)域差分與奇異值分解特性

由歐拉公式可得，單個(gè)連續(xù)調(diào)頻斜率對(duì)應(yīng)的LFM干擾信號(hào)可以表述為

()=cos(2π+π)+

isin(2π+π)

(8)

將采樣得到的含干擾的導(dǎo)航信號(hào)延時(shí)后，再與原信號(hào)相減可得：

()=()-()=

(9)

所得()乘自身共軛得：

()=

(10)

延時(shí)長(zhǎng)度取一個(gè)采樣間隔，即-=，為采樣間隔，令=1,2,…，則時(shí)域差分幅值為

()=

(11)

由于數(shù)字化采樣得到的LFM信號(hào)滿足=1>2(+)，為L(zhǎng)FM干擾帶寬，為采樣頻率。對(duì)于LFM干擾信號(hào)，有=(·)，為單個(gè)周期的總采樣點(diǎn)數(shù)，代入式(11)可得：

(12)

由式(12)可得時(shí)域差分幅值()在單個(gè)LFM干擾片段內(nèi)滿足三角函數(shù)特性且單調(diào)性遞增。對(duì)于多分量LFM干擾，時(shí)域差分過(guò)程會(huì)產(chǎn)生交叉項(xiàng)，即

(13)

式中：·表示共軛。對(duì)于混有交叉項(xiàng)的()，構(gòu)造×(-)階Hankel矩陣，其中<-，為數(shù)據(jù)總長(zhǎng)度，即

=

(14)

對(duì)矩陣進(jìn)行奇異值分解，可表示為個(gè)秩為1的×(-)階矩陣和

(15)

式中：為矩陣奇異值，且有≥≥…≥≥0；為的第個(gè)左奇異值向量；為的第個(gè)右奇異值向量。

Hankel矩陣SVD可以將信號(hào)不同頻率分量映射進(jìn)不同子空間中，能夠?qū)崿F(xiàn)不同頻率分量的分離。當(dāng)不同分量干擾能量與帶寬不同時(shí)，經(jīng)過(guò)時(shí)域差分處理后的各差分分量和交叉項(xiàng)的頻率不同，因此，可以通過(guò)提取最大奇異值對(duì)應(yīng)的分量減少交叉項(xiàng)帶來(lái)的影響，可表示為

==[1,1,](-)×

(16)

式中：1,為的第元素；1,為的第元素。通過(guò)重構(gòu)得到

=[,，…，1,(-),

1,(-)，…，1,(-)1,]

(17)

其局部峰值點(diǎn)為L(zhǎng)FM干擾調(diào)頻率拐點(diǎn)位置。

2 聯(lián)合拐點(diǎn)信息與FrFT的LFM干擾抑制

考慮到傳統(tǒng)基于FrFT的干擾抑制方法在處理周期LFM干擾時(shí)搜索過(guò)程受調(diào)頻率拐點(diǎn)影響，去除殘余干擾時(shí)門(mén)限受干噪比變化影響較大，本文提出了一種聯(lián)合調(diào)頻率拐點(diǎn)信息與FrFT的多分量LFM干擾抑制方法，處理流程如圖2所示。對(duì)于檢測(cè)存在LFM干擾的接收信號(hào)，首先，通過(guò)時(shí)域差分處理將周期LFM干擾轉(zhuǎn)換為不同分量的周期信號(hào)疊加，通過(guò)等距降采樣減少數(shù)據(jù)長(zhǎng)度，利用奇異值分解獲取不同分量對(duì)應(yīng)的LFM干擾的調(diào)頻斜率拐點(diǎn)位置；其次，根據(jù)拐點(diǎn)索引信息選取區(qū)域搜索FrFT最優(yōu)階數(shù)，在FrFT域消除干擾；最后，通過(guò)索引區(qū)間估計(jì)底部噪聲能量大小，在時(shí)域消除殘余干擾。

圖2 所提方法流程框圖Fig.2 Block diagram of proposed method

2.1 所提算法實(shí)施步驟

結(jié)合1.3節(jié)的分析，所提方法每處理一個(gè)分量的LFM干擾算法如下：

由式(9)～式(11)獲取信號(hào)時(shí)域差分幅值：()=[()-(-1)]·[()-(-1)]。

對(duì)()等距采樣，并根據(jù)式(14)構(gòu)建Hankel矩陣，對(duì)矩陣進(jìn)行SVD分解，保留最大奇異值進(jìn)行矩陣重構(gòu)，由式(17)獲取重構(gòu)信號(hào)。

選取干擾中心區(qū)間進(jìn)行最優(yōu)階數(shù)搜索，并在FrFT域進(jìn)行干擾抑制，獲取干擾抑制后的信號(hào)′()。

2.2 所提算法復(fù)雜度分析

對(duì)于長(zhǎng)度為的接收信號(hào)，以算法實(shí)施過(guò)程中所需乘法次數(shù)衡量本文所提方法的復(fù)雜度。在FrFT前進(jìn)行了調(diào)頻率拐點(diǎn)估計(jì)，其中時(shí)域差分處理一次需要進(jìn)行的乘法運(yùn)算次，對(duì)差分結(jié)果進(jìn)行奇異值分解，由于奇異值分解復(fù)雜度主要與所需奇異值個(gè)數(shù)和數(shù)據(jù)長(zhǎng)度相關(guān)，當(dāng)奇異值個(gè)數(shù)較少時(shí)，復(fù)雜度較低，由于LFM信號(hào)差分結(jié)果具有周期性且頻率遠(yuǎn)低于采樣頻率，因此可對(duì)差分結(jié)果進(jìn)行降采樣，以減少運(yùn)算復(fù)雜度。假設(shè)每批次等距采樣獲取的數(shù)據(jù)點(diǎn)長(zhǎng)度為，分解獲取的奇異值個(gè)數(shù)為，即×(-+1)階Hankel矩陣。對(duì)矩陣進(jìn)行奇異值分解，獲取矩陣的奇異值需要(-+1)+3-3次乘法，獲得左右奇異值向量并與最大奇異值重構(gòu)為估計(jì)分量需要(-1)+2(-1)次乘法。獲取調(diào)頻率拐點(diǎn)索引需要一次均值統(tǒng)計(jì)，按索引對(duì)信號(hào)分塊提取不需要乘法操作。對(duì)信號(hào)進(jìn)行重疊加窗的FrFT，復(fù)雜度主要由FrFT操作次數(shù)決定，所提方法提取干擾中心位置對(duì)階數(shù)進(jìn)行估計(jì)，共需要(4+)(6log+3)+4，其中假設(shè)為FrFT窗長(zhǎng)，為搜索最優(yōu)階數(shù)所用平均次數(shù)。對(duì)信號(hào)根據(jù)索引區(qū)間進(jìn)行底部噪聲能量估計(jì)需要每個(gè)拐點(diǎn)對(duì)應(yīng)2次均值統(tǒng)計(jì)，采用門(mén)限置零的方法去除殘余干擾不需要乘法次數(shù)。綜上，所提方法每處理一個(gè)分量共需要(-+1)+5(-1)+(-1)+4+(4+)×(6log+3)+2次乘法運(yùn)算，為調(diào)頻率拐點(diǎn)個(gè)數(shù)。

3 仿真實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

實(shí)驗(yàn)分析中，模擬接收機(jī)環(huán)境溫度為290 K，采用全球定位系統(tǒng)L1頻段的C/A碼信號(hào)，輸入功率為-130 dBm，輸入帶寬為2.046 MHz，下變頻后信號(hào)中心頻率為2.048 MHz，采樣頻率為10.24 MHz，輸入端信噪比為-20 dB。由于本文所提抗干擾方法主要應(yīng)用在解擴(kuò)前，不涉及多個(gè)衛(wèi)星信號(hào)處理過(guò)程，故只考慮一個(gè)衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)的情況。

LFM干擾參數(shù)如表1所示，其中多分量LFM干擾分為干擾分量1與分量2能量相差5 dB 的場(chǎng)景1與能量相同的場(chǎng)景2這2種情況，仿真曲線中多分量的干噪比為能量最大分量對(duì)應(yīng)的干噪比。

表1 干擾信號(hào)參數(shù)Table 1 Interfering signal parameters

3.1 時(shí)域差分與奇異值分解的處理結(jié)果

對(duì)于LFM干擾，圖3和圖4展示了單分量與多分量場(chǎng)景下的調(diào)頻率拐點(diǎn)估計(jì)效果，其中單分量場(chǎng)景干噪比為10 dB，多分量干噪比為15 dB的場(chǎng)景1，奇異值個(gè)數(shù)=20，等距采樣間隔設(shè)置為5個(gè)采樣點(diǎn)。圖3(a)和圖4(a)為應(yīng)用文獻(xiàn)[9]所提出的改進(jìn)STFT方法生成的信號(hào)時(shí)頻圖，由于導(dǎo)航信號(hào)與噪聲能量相對(duì)較小，因此時(shí)頻圖中主要包含干擾信息。

圖3(b)為含干擾信號(hào)的時(shí)域差分結(jié)果，當(dāng)干擾能量較弱時(shí)，單分量LFM干擾調(diào)頻率拐點(diǎn)區(qū)間估計(jì)效果主要受噪聲影響，部分非拐點(diǎn)位置的時(shí)域差分幅值高于拐點(diǎn)處幅值，圖3(c)為奇異值重構(gòu)結(jié)果，可以發(fā)現(xiàn)奇異值分解能有效緩解由噪聲引起的不具備周期特性的異常點(diǎn)對(duì)估計(jì)結(jié)果的影響。圖4(b)為多分量LFM干擾場(chǎng)景下信號(hào)時(shí)域差分結(jié)果，當(dāng)干擾為多個(gè)能量相近的分量時(shí)，拐點(diǎn)估計(jì)效果同時(shí)受交叉項(xiàng)與噪聲影響，圖4(c)為多分量場(chǎng)景下的奇異值重構(gòu)結(jié)果，奇異值分解可以提取多分量場(chǎng)景下的調(diào)頻率拐點(diǎn)信息。去除干擾分量1后，在對(duì)分量2進(jìn)行估計(jì)時(shí)受殘余干擾影響較大，可通過(guò)奇異值分解獲取干擾周期信息，直到檢測(cè)不出LFM干擾分量。對(duì)于單分量LFM干擾，奇異值分解可以有效提升估計(jì)方法的抗噪性能，對(duì)于多分量LFM干擾，奇異值分解可以提取不同分量的調(diào)頻率拐點(diǎn)位置信息。

圖3 單分量LFM干擾調(diào)頻率拐點(diǎn)估計(jì)Fig.3 Estimation of chirp rate turning point of single component LFM interference

圖4 多分量LFM干擾調(diào)頻率拐點(diǎn)估計(jì)Fig.4 Estimation of chirp rate turning point of multi-component LFM interference

圖5給出幾種場(chǎng)景下，不同干噪比對(duì)應(yīng)各分量拐點(diǎn)索引區(qū)間的獲取準(zhǔn)確度，這里定義正確率為調(diào)頻率拐點(diǎn)位于拐點(diǎn)索引區(qū)間的數(shù)量與調(diào)頻率拐點(diǎn)總數(shù)量的比值。對(duì)于周期性的奇異值分解結(jié)果進(jìn)行峰值檢測(cè)，可以通過(guò)統(tǒng)計(jì)序列均值結(jié)合門(mén)限權(quán)值估計(jì)調(diào)頻率拐點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的局部峰值區(qū)域。如果門(mén)限權(quán)值較大，會(huì)造成某些調(diào)頻率拐點(diǎn)漏檢，而門(mén)限權(quán)值過(guò)小則會(huì)導(dǎo)致調(diào)頻率拐點(diǎn)估計(jì)范圍過(guò)大，以及將某些噪聲引起的峰值估計(jì)成調(diào)頻率拐點(diǎn)。為適應(yīng)不同干噪比干擾，選取門(mén)限權(quán)值=12。

圖5 調(diào)頻率拐點(diǎn)區(qū)間估計(jì)正確率Fig.5 Accuracy of chirp rate turning point estimation

如圖5所示，由于導(dǎo)航信號(hào)與噪聲的差分結(jié)果不含周期性與單調(diào)性，只有當(dāng)干擾與噪聲能量相近時(shí)，單分量場(chǎng)景拐點(diǎn)的調(diào)頻率拐點(diǎn)估計(jì)結(jié)果受影響較大。對(duì)于多分量干擾，由于存在交叉項(xiàng)的影響，估計(jì)效果受干擾能量影響。其中場(chǎng)景1由于2個(gè)分量能量不同，對(duì)能量較高的分量1的估計(jì)效果優(yōu)于場(chǎng)景2，但分量1的干擾殘余對(duì)分量2的估計(jì)容易產(chǎn)生較大影響。而對(duì)于場(chǎng)景2，由于2個(gè)分量能量相同，可根據(jù)帶寬與起始頻率差異區(qū)分不同分量，同時(shí)對(duì)于分量2的估計(jì)受分量1殘余影響較小。對(duì)于不同分量干擾能量相差較大的場(chǎng)景，能量較低的分量受能量較高的分量殘余影響較大，但此類場(chǎng)景不需要對(duì)干擾能量進(jìn)行區(qū)分。對(duì)于干擾能量相同且起始頻率與帶寬均相近的LFM干擾，所提方法難以區(qū)分干擾分量，會(huì)將不同分量的調(diào)頻率拐點(diǎn)歸為同一個(gè)分量，但依然適用于后續(xù)處理。

3.2 基于調(diào)頻率拐點(diǎn)的時(shí)域去脈沖效果

目前FrFT多采用重疊加窗的干擾抑制方法，在加窗減少頻譜泄露的基礎(chǔ)上，通過(guò)重疊處理技術(shù)減少窗函數(shù)引起的輸入信號(hào)畸變。由于LFM干擾存在調(diào)頻率拐點(diǎn)處相位不連續(xù)的現(xiàn)象，會(huì)造成干擾信號(hào)在分?jǐn)?shù)階傅里葉域擴(kuò)展，去除干擾所在的主瓣能量后，殘留的能量在逆變換回時(shí)域后會(huì)在調(diào)頻率拐點(diǎn)處表現(xiàn)為脈沖形式，LFM干擾干噪比越高，殘余干擾帶來(lái)的信噪比損失越明顯。

對(duì)于多分量LFM干擾，需要對(duì)其各自對(duì)應(yīng)的階次進(jìn)行干擾抑制，抑制干擾的殘留能量會(huì)對(duì)后續(xù)干擾信息的估計(jì)與抑制帶來(lái)影響。對(duì)于殘余的脈沖干擾，傳統(tǒng)方法有基于均值統(tǒng)計(jì)與基于連續(xù)均值去除的自適應(yīng)門(mén)限方法，其中基于均值統(tǒng)計(jì)的方法通過(guò)一次或兩次均值統(tǒng)計(jì)，獲取全局門(mén)限用于時(shí)域置零，這種方法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單直接，適用于對(duì)復(fù)雜度要求較高的干擾抑制流程。但當(dāng)干擾周期長(zhǎng)度和干噪比變化時(shí)，難以在不同情況下均達(dá)到較優(yōu)的效果?；谶B續(xù)均值去除的方法，是一類自適應(yīng)迭代的脈沖干擾抑制方法，由于沒(méi)有背景噪聲功率的先驗(yàn)信息，因此通過(guò)塊內(nèi)迭代估計(jì)底部噪聲功率，這種方法對(duì)迭代過(guò)程的要求較高，計(jì)算復(fù)雜度高。

由于殘余脈沖干擾來(lái)自LFM干擾周期間相位跳變，殘余脈沖的位置與調(diào)頻率拐點(diǎn)一一對(duì)應(yīng)。傳統(tǒng)基于均值統(tǒng)計(jì)的方法由于缺乏殘余干擾位置的先驗(yàn)信息，通常需要對(duì)整體信號(hào)進(jìn)行均值統(tǒng)計(jì)以獲取門(mén)限，這一類方法對(duì)干噪比不同的場(chǎng)景自適應(yīng)性較差。所提方法通過(guò)調(diào)頻率拐點(diǎn)區(qū)間索引值作為先驗(yàn)信息估計(jì)底部噪聲功率，可以在不使用迭代估計(jì)的情況下保證后續(xù)的同步穩(wěn)定性。

圖6給出了干噪比為10～40 dB下，本文所提方法與傳統(tǒng)基于均值統(tǒng)計(jì)方法的局部效果圖。對(duì)于殘余脈沖干擾，文獻(xiàn)[13]提出通過(guò)脈沖消隱的方式進(jìn)行抑制，并提出幅度的均值乘以系數(shù)的門(mén)限計(jì)算方法，給出了門(mén)限權(quán)值范圍∈(2,3)。

圖6 殘余干擾抑制效果Fig.6 Residual interference suppression effect

如果權(quán)值過(guò)大會(huì)造成干擾殘余較多，而權(quán)值過(guò)小則會(huì)導(dǎo)致期望信號(hào)損失太多，結(jié)合實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果，選取門(mén)限值為=25。從圖6中的殘余干擾幅值可以看出，不同干噪比下傳統(tǒng)方法計(jì)算獲取的門(mén)限受殘余干擾能量影響較大，所提方法通過(guò)調(diào)頻拐點(diǎn)區(qū)間獲取干擾抑制門(mén)限，可以通過(guò)干擾時(shí)域信息提高不同干噪比場(chǎng)景下的殘余干擾消除效果。

表2分析了2種去殘余方法處理后的均方誤差，由不同干噪比下的均方誤差可得本文所提方法能在誤差相近的情況下改善干擾抑制效果，做到更精確地去除殘余干擾。

表2 歸一化均方誤差Table 2 Normalized mean square error

3.3 輸出信干噪比與捕獲效果

干擾抑制后，輸出信號(hào)與噪聲及殘余干擾能量之比直接決定后續(xù)的性能，尤其對(duì)于單天線導(dǎo)航信號(hào)接收機(jī)，由于其低空間成本和硬件成本，往往采用級(jí)聯(lián)技術(shù)抑制多個(gè)干擾，低信干噪比損失更有利于后續(xù)的信號(hào)處理。對(duì)于傳統(tǒng)FrFT方法與本文所提方法，采用文獻(xiàn)[15]的階數(shù)搜索算法與文獻(xiàn)[13]的FrFT域處理流程，F(xiàn)rFT窗長(zhǎng)為512個(gè)采樣點(diǎn)，通過(guò)100次蒙特卡洛實(shí)驗(yàn)，對(duì)干擾抑制處理后的輸出信干噪比(Signal to Interference-plus-noise Ratio, SINR)與捕獲因子(Acquisition Factor, AF)進(jìn)行分析，其中捕獲因子為GNSS信號(hào)捕獲后的最大相關(guān)峰值和第二相關(guān)峰值之比，相干積分時(shí)間為9 ms。

圖7給出了不同場(chǎng)景下，輸出信干噪比隨輸入干噪比變化的曲線，隨著干噪比增大，輸出信干噪比明顯減小，這是由于干擾能量越大，F(xiàn)rFT域能量擴(kuò)散對(duì)期望信號(hào)的影響越大，其中多分量由于需要逐次干擾消除流程，信干噪比損失積累，抗干擾效果更差。由所提方法可以通過(guò)拐點(diǎn)估計(jì)對(duì)FrFT最優(yōu)階數(shù)搜索提供先驗(yàn)信息，對(duì)于多分量場(chǎng)景，能夠保證優(yōu)先處理能量較強(qiáng)帶寬較大的干擾，減少對(duì)后續(xù)分量干擾抑制的影響，同時(shí)，根據(jù)干擾中心位置估計(jì)噪聲能量用于獲取時(shí)域抑制門(mén)限，可以有效增加干擾抑制方法對(duì)不同干噪比的適應(yīng)性。如圖7所示，隨著干噪比增大，所提方法可以獲得更高的輸出信干噪比，而傳統(tǒng)方法的效果惡化更為嚴(yán)重。

圖7 不同場(chǎng)景下輸出信干噪比Fig.7 Output signal to interference and noise ratio in different scenarios

由于干擾信號(hào)的殘余和有用信號(hào)的丟失共同影響導(dǎo)航信號(hào)的捕獲結(jié)果，因此可以通過(guò)捕獲因子綜合反映干擾抑制方法的性能。圖8給出了不同干噪比對(duì)應(yīng)的捕獲因子，隨著干擾能量增強(qiáng)，殘余干擾導(dǎo)致捕獲效果變差。

如圖8所示，對(duì)于單分量LFM干擾，由于FrFT最優(yōu)階數(shù)搜索不需要區(qū)分干擾分量，因此本文所提方法只在時(shí)域去殘余干擾階段通過(guò)減少信噪比損失提升捕獲效果。對(duì)于多分量場(chǎng)景，本文所提方法在場(chǎng)景1中提升效果更明顯，這是因?yàn)?個(gè)分量的干擾能量不同時(shí)，干擾抑制的順序更為重要。由于所提調(diào)頻率拐點(diǎn)估計(jì)方法在低干噪比場(chǎng)景下效果受噪聲影響較大，因此當(dāng)干噪比較低時(shí)所提方法難以有較大提升。當(dāng)干噪比小于20 dB時(shí)，干擾能量較弱，不同干擾抑制方法獲得的干擾抑制效果相近，但隨著干噪比的增大，在傳統(tǒng)方法中由調(diào)頻率拐點(diǎn)所引起的殘余干擾能量越大，導(dǎo)航信號(hào)信噪比損失嚴(yán)重，所提方法能夠有效消除調(diào)頻拐點(diǎn)引起的殘余干擾，干擾抑制性能改善明顯。

圖8 不同場(chǎng)景下干擾捕獲效果Fig.8 Acquisition factor in different scenarios

4 結(jié) 論

1) 理論分析及仿真結(jié)果表明，聯(lián)合調(diào)頻率拐點(diǎn)與FrFT的多分量LFM干擾抑制方法可以更優(yōu)地選擇干擾抑制順序與底部信噪能量估計(jì)區(qū)間，減少單分量與多分量LFM干擾抑制過(guò)程中的信噪比損失，有利于單天線導(dǎo)航信號(hào)接收機(jī)級(jí)聯(lián)其他抗干擾技術(shù)。

2) 實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了基于時(shí)域差分與奇異值分解的LFM干擾調(diào)頻率拐點(diǎn)估計(jì)方法的可用性，該方法可以在干噪比大于10 dB時(shí)對(duì)多分量LFM場(chǎng)景調(diào)頻率拐點(diǎn)信息進(jìn)行估計(jì)，為后續(xù)干擾抑制流程提供先驗(yàn)信息。