王 鵬，張 濤，龔 克，張 昆

(1. 信陽師范學(xué)院 物理電子工程學(xué)院， 河南 信陽 464000； 2. 中國空空導(dǎo)彈研究院， 河南 洛陽 471009)

0 引言

超聲波測距原理簡單、技術(shù)成熟，已被廣泛應(yīng)用于多種工業(yè)、民用非接觸測量裝置中[1]。其工作原理是測量從換能器到被測目標(biāo)之間的超聲波飛行時間，并利用當(dāng)前環(huán)境下的理論聲速反推得到實際距離。因此，超聲波飛行時間測量的準(zhǔn)確性就直接決定了測距的精度[2]。

目前，測距儀器中使用的實用化超聲波換能器主要集中在30～1 000 kHz工作頻段。頻率越低，超聲波的傳播效率越好，但測量精度也越低，反之亦然。故實際應(yīng)用中通常在遠距測量裝置中使用低頻超聲波，而在近距測量裝置中使用高頻超聲波[3]。但即使是使用較高頻率超聲波換能器的產(chǎn)品，其誤差也普遍在3 mm左右，且測量精度不穩(wěn)定，極易受到測量環(huán)境，尤其是溫度的影響[4]，這一精度雖然能滿足絕大多數(shù)領(lǐng)域應(yīng)用，但仍無法達到超精密測量領(lǐng)域的要求。

2016年，仲崇慶等[5]提出了一種基于希爾伯特(Hilbert)變換和互相關(guān)的超聲波渡越時間算法，在一定程度上減少了高頻噪聲的影響，但希爾伯特變換解析運算量較大，不適用于嵌入式平臺，同時其峰值位置并不明顯，只適用于中低頻率的換能器應(yīng)用領(lǐng)域。

在整個超聲波測距系統(tǒng)中，影響測距性能的關(guān)鍵因素是飛行時間測量不確定性，此外信噪比惡化和發(fā)射盲區(qū)也會有一定影響。針對上述因素，從硬件電路和處理算法上著手，在傳統(tǒng)設(shè)計的基礎(chǔ)上進行了大幅度改進，目前已完成多臺樣機試制并成功用于某精密零件的自動化尺寸檢測系統(tǒng)，在使用225 kHz換能器，500 mm典型量程的情況下，測量精度優(yōu)于0.1 mm，遠超現(xiàn)有同類設(shè)計[6]，具有很強的工程實用價值。

1 收發(fā)電路設(shè)計

按照結(jié)構(gòu)不同，在測距系統(tǒng)中可以選擇收發(fā)一體或收發(fā)分體式換能器[7]。前者在收發(fā)過程中均使用同一只換能器，體積小、集成度高，但存在一定的發(fā)射盲區(qū)，即在剛完成超聲波發(fā)射后的一段時間內(nèi)受發(fā)射余振影響而無法正常接收回波；后者則是采用2只換能器分別用于發(fā)射和接收，但需要解決收發(fā)物理隔離以防止發(fā)射波直接被另一只換能器接收[8]，體積相對較大，成本也較高。

本設(shè)計應(yīng)用背景是某精密零件的自動化無接觸尺寸探測，設(shè)計目標(biāo)是測量精度優(yōu)于0.2 mm，且對換能器體積有嚴格限制，經(jīng)多方對比測試，最終選擇杭州安布雷拉公司的一款諧振頻率為225 kHz收發(fā)一體式換能器，其驅(qū)動電壓Upp最高可達650 V，半功率波束角寬度為8°。

1.1 超聲波換能器等效電路分析

超聲波換能器有多種類型，如電聲型換能器，具體又可分為壓電換能器、磁致伸縮換能器、電動式和電磁式換能器；此外還有流體動型換能器,如振腔哨、旋渦哨、旋笛、圓板哨、簧片哨等[9]。目前在電子測量領(lǐng)域中應(yīng)用最為廣泛的超聲波換能器為壓電換能器，其等效電路如圖 1。

圖1 壓電換能器等效電路Fig. 1 Equivalent circuit of piezoelectric transducer

圖1中：R1和C1構(gòu)成靜態(tài)支路，R2、L1和C2則構(gòu)成動態(tài)支路。當(dāng)在換能器兩端施加與其諧振頻率接近的交流激勵時，動態(tài)支路形成串聯(lián)諧振，從而有效地將激勵轉(zhuǎn)變?yōu)槌暡òl(fā)射出去。同樣地，當(dāng)換能器接收到與諧振頻率接近的超聲波信號時，動態(tài)支路也會發(fā)生諧振，并在換能器輸出端產(chǎn)生微弱的回波信號。

1.2 高壓脈沖激勵及收發(fā)隔離電路設(shè)計

高頻超聲波在空氣中的衰減效應(yīng)十分明顯，為增強回波信號幅度，通常需要利用變壓器將發(fā)射激勵電壓Upp升壓至數(shù)十伏甚至數(shù)百伏，但發(fā)射電壓越高，發(fā)射余振影響也越嚴重，同時功耗也會增加?？紤]到實際量程，本設(shè)計選擇1∶10升壓變壓器，最終發(fā)射電壓Upp為65 V。對應(yīng)電路如圖 2所示。

圖2 高壓脈沖激勵電路Fig. 2 High voltage pulse driving circuit

圖 2所示電路不僅實現(xiàn)了高壓脈沖產(chǎn)生， 還有效地實現(xiàn)了收發(fā)隔離，以下說明其工作原理。

當(dāng)需要控制換能器處于發(fā)射狀態(tài)時，主控制器只需要給出一串3.3/5 V低壓脈沖串以控制NMOS管Q1分別處于導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)，再加上電容C1的存在，使升壓變壓器的初級線圈電壓在UCC為6.5 V和0 V之間隨著低壓脈沖串的變化而變化，從而可在升壓變壓器次級線圈得到UPP為65 V的高壓脈沖，在高壓脈沖的正半周期間二極管D1、D2導(dǎo)通，反之在負半周期間二極管D3、D4導(dǎo)通，最終將高壓脈沖能量通過換能器輻射出去。

由于收發(fā)一體式換能器回波信號與發(fā)射信號共用同一接線端，而回波信號與發(fā)射電壓相比十分微弱，通常為mV量級，必須對其進行二次放大處理，但如果不進行合理的收發(fā)隔離，發(fā)射高壓直接加在高靈敏度的放大電路上會直接損壞相應(yīng)的電子元器件。為避免該問題，圖 2中增加了D5和D6鉗位二極管，可以看到，在換能器發(fā)射期間，D5和D6也交替導(dǎo)通，但無論發(fā)射電壓多高，均可使R2與D5/D6公共端的電壓箝位在-0.7～+0.7 V范圍內(nèi)，保護了回波放大電路。而當(dāng)換能器處于接收狀態(tài)時，Q1截止，變壓器輸出電壓為0 V，由于回波電壓十分微弱，不足以達到二極管的0.7 V開啟電壓，故D1、D2、D3、D4、D5、D6均處于截止?fàn)顟B(tài)，因此換能器的回波電壓可以順利通過R2電阻傳遞至后級的回波放大電路。

1.3 回波程控放大電路

超聲波測距系統(tǒng)依賴于目標(biāo)反射回波到達換能器產(chǎn)生的微弱電信號實現(xiàn)距離檢測，不同的目標(biāo)特性、不同的探測距離下回波能量變化十分劇烈。為了達到最佳測量精度，應(yīng)在避免飽和失真的前提下對原始回波信號進行合適的放大，為了適應(yīng)不同的目標(biāo)特性和探測距離，必須在換能器回波放大電路中加入可變增益功能[10]。

本設(shè)計采用在多級反相比例放大電路中增加數(shù)字電位器來實現(xiàn)程控放大功能。為達到更好的放大質(zhì)量，運放使用了雙電源供電，具體電路如圖 3所示。

圖3 程控放大電路Fig. 3 Programmable amplifying circuit

第1級為固定增益放大，其中C1和R1構(gòu)成RC高通濾波，R2和C2則實現(xiàn)RC低通濾波。-5 V由專門的負電壓LDO芯片TPS 7A3401產(chǎn)生。后2級為程控可變增益放大，數(shù)字電位器型號可根據(jù)需要的增益范圍和信號帶寬靈活選擇，如AD5260，其最大電阻阻值為200 kΩ，256級檔位可調(diào)，支持雙電源供電，對外通過I2C總線實現(xiàn)檔位控制，此時第2、3級放大電路的理論放大范圍為1～21倍，再加上RC濾波器和數(shù)字電位器對高頻信號的衰減，實測該電路在225 kΩ附近的整體放大增益可在20～5 000倍之間靈活調(diào)整，足以滿足各種環(huán)境下的應(yīng)用需求。

2 發(fā)射波形設(shè)計

在超聲波測距系統(tǒng)中，最典型的發(fā)射波形就是如圖 4所示的簡單方波脈沖串。

為更好地分析收發(fā)波形，在圖 4激勵波形下，圖 5給出了利用示波器捕捉的從開始發(fā)射到接收到有效回波的完整波形，其中上方為經(jīng)過變壓器升壓后到達換能器的發(fā)射波形，下方為經(jīng)過適當(dāng)放大后的接收波形。

圖4 簡單方波脈沖串波形Fig. 4 Simple square wave pulse series pattern

圖5 典型收發(fā)波形圖Fig. 5 Typical transmitting/receiving waveform

可以看出，停止發(fā)送脈沖后，換能器兩端電壓不是立刻降為零，而是有一個衰減振蕩過程，即發(fā)射余振，在這段時間內(nèi)，發(fā)射電壓雖然已明顯衰減，但仍遠大于換能器的正?；夭ㄐ盘枺瑢?dǎo)致回波放大電路處于飽和放大狀態(tài)，如果回波信號也出現(xiàn)在這段范圍內(nèi)，就會導(dǎo)致測量盲區(qū)現(xiàn)象[11]。

在同一激勵波形下，收發(fā)一體式換能器的測量盲區(qū)是不可避免的，主要影響因素是發(fā)射電壓的高低和減震結(jié)構(gòu)的好壞，通過適當(dāng)?shù)卣{(diào)整發(fā)射波形，可在一定程度上改善測量盲區(qū)。常用的策略是在原發(fā)射脈沖串后再發(fā)射幾個反相脈沖串，兩個脈沖串長度的設(shè)置則根據(jù)實際測試確定最佳比例。例如，先發(fā)射7個正向脈沖，再發(fā)射2個反相脈沖，從而使發(fā)射波形變成如圖 6所示式樣。其中第2個反相脈沖的作用是產(chǎn)生一個反相激勵，從而快速抵消余振波形。

圖6 脈沖串后的發(fā)射波形Fig. 6 Transmitting waveform when adding inverse pulse series

圖 7為改用圖 6波形后的整體收發(fā)波形，該方案對減輕余振有一定效果，如圖 5中150 μs附近的余振在圖 7中已基本消失。但是，要達到精密測距的目的，最重要的是如何能找到回波波形中的唯一標(biāo)定位置，從而能精確地測量出超聲波飛行時間。固定/自適應(yīng)閾值法[12]、時間互相關(guān)法[13]、包絡(luò)重心法[14]等測量算法可以在一定的場合下發(fā)揮較好的性能，但都存在缺陷,算法的正常工作依賴于換能器回波特性相對穩(wěn)定這一前提。研究團隊對國內(nèi)外不同廠家、不同頻段的多種換能器進行的高低溫測試表明：在較寬的溫度范圍內(nèi)，回波幅度及性狀(如靈敏度、包絡(luò)上升下降速度、拖尾長度等關(guān)鍵參數(shù))均會發(fā)生明顯變化，這恰是許多現(xiàn)有文獻所忽略的一個關(guān)鍵因素，同時也意味著前述各種算法對溫度變化十分敏感，進而導(dǎo)致實際工程應(yīng)用中測量誤差增加甚至直接失效。

圖7 增加反相脈沖串后的整體收發(fā)波形Fig. 7 Transmitting/receiving waveform when adding inverse pulse series

為此，本設(shè)計對發(fā)射波形進行了改進，采用特殊的3段式發(fā)射脈沖串作為發(fā)射波形。第一個脈沖串為常規(guī)脈沖串，脈沖數(shù)量可根據(jù)實際情況靈活選擇，一般為5～10；第二個脈沖串與第一個脈沖串的脈沖數(shù)量相同，但相位相反，它不僅減輕了第一個脈沖串響應(yīng)的拖尾，還使得第二個脈沖串響應(yīng)的上升速度更為陡峭；第三個脈沖串則用于減少第二個脈沖串的拖尾，其數(shù)量實測設(shè)置為第一、二脈沖串?dāng)?shù)量的1/3左右效果最佳。采用該發(fā)射脈沖串的整體收發(fā)波形如圖 8所示。

圖8 采用3段式脈沖串的整體收發(fā)波形Fig. 8 Transmitting/receiving waveform when 3-segment pulse series is utilized

可以看到，此時的換能器回波也可分為三段，為方便分析，圖 9給出了回波波形局部放大圖?？梢钥吹剑谝幻}沖串和第二脈沖串的回波響應(yīng)基本一致，且二者之間形成了一個十分明顯的凹陷區(qū)域。與已有算法不同，雖然高低溫試驗表明不同溫度下的凹陷程度會發(fā)生一定變化，但凹陷極值點的位置卻十分穩(wěn)定。因此，完全可以利用回波包絡(luò)的第一部分和第二部分之間凹陷極值點的位置來標(biāo)定超聲波飛行時間。

圖9 采用3段式脈沖串的回波波形Fig. 9 Receiving waveform when 3-segment pulse series is utilized

3 接收濾波及包絡(luò)提取

3.1 帶通濾波

為提高接收信噪比，在接收端增加濾波器是十分有必要的，常規(guī)做法是在圖 3電路輸出端增加一個帶通模擬有源濾波器，如MAX275[15]，然后進入ADC芯片完成數(shù)字化。事實上，隨著現(xiàn)代微處理器和FPGA性能的顯著提高，再結(jié)合過采樣技術(shù)，該濾波完全可在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)，而在ADC前端只需要利用簡單的RC濾波器確保符合奈奎斯特采樣定理即可。以10 MHz采樣率為例，利用Matlab的FDATool工具可以十分方便地設(shè)計出帶通濾波器(圖10)。各參數(shù)可以靈活調(diào)整，省去了專門的有源濾波器件，進一步降低了系統(tǒng)復(fù)雜度和成本。

圖10 利用FDATool設(shè)計FIR帶通濾波器Fig. 10 FIR bandpass filter design with FDATool

圖 11給出了對ADC采樣數(shù)據(jù)進行帶通FIR濾波后的數(shù)字化波形，與圖 9相比，可以看到波形平滑程度提高，信噪比改善明顯。

3.2 包絡(luò)提取

為了在數(shù)字域精確地提取出回波包絡(luò)，理論上需要對回波數(shù)據(jù)進行希爾伯特變換后才能得到，但希爾伯特變換的運算量較大，這在許多低功耗嵌入式平臺是不適用的。為此，對圖 11的回波波形進一步分析，該波形由緩變的包絡(luò)和快速變化的余弦信號進行抑制載波調(diào)制而形成，其中后者的頻率基本與發(fā)射脈沖的頻率相同。因此，提出了一種簡化的包絡(luò)提取算法，具體步驟如下:1)選定測距系統(tǒng)工作主頻為Fsys，發(fā)射脈沖頻率Ftrans=Fsys/Cnt_trans，其中Cnt_trans為發(fā)射脈沖計數(shù)器的最大計數(shù)范圍;2)使用3段式發(fā)射脈沖串完成換能器發(fā)射，得到FIR濾波后的回波數(shù)據(jù);3)查找回波波形中第1、2脈沖串回波區(qū)域的最大幅度所在位置Pos1和Pos2;4)分別對Pos1、Pos2向左、向右按照Cnt_trans/2為基本步進(即發(fā)射頻率的半周期)定位至下一個查找位置，在該位置的左右小窗口內(nèi)尋找最大值/最小值，小窗口的尺度大小可根據(jù)實際回波頻率波動情況選擇合適數(shù)值，直至當(dāng)前找到的最大值/最小值與回波噪底接近或Pos1向右和Pos2向左尋找窗口重疊。該方法的優(yōu)點是充分利用回波頻率相對固定這一特點，極大地降低了運算量，可快速準(zhǔn)確找到回波信號的所有極值點;5)按照時間順序?qū)φ业降臉O值點進行重新排序，利用雙線性插值法求得近似包絡(luò)。

圖11 進行FIR濾波后數(shù)字化波形Fig. 11 Digitalized waveform after FIR filtered

實測表明，前述算法的復(fù)雜度遠低于希爾伯特變換求包絡(luò)法且效果良好，即使是普通的單片機也可以實時快速地完成該運算。圖 12給出了按照該算法提取出的近似包絡(luò)。該近似包絡(luò)的第1和第2回波區(qū)域中間的極小值位置即可作為本次測量的唯一標(biāo)定位置，并利用高精度計數(shù)器得到從開始發(fā)射脈沖到該唯一標(biāo)定位置的傳輸時間ttrans。

圖12 原始回波與近似包絡(luò)Fig. 12 Original echo and approximate envelope

需要注意的是，受發(fā)射電路響應(yīng)速度和接收電路的濾波延時影響，實際測量得到的傳輸時間ttrans和真實的超聲波飛行時間tflight之間有一個固定偏差tdiff，但tdiff的大小是固定的且與溫濕度條件無關(guān)，只需事先對某一精確已知距離測量一次即可求得，并不影響最終測量結(jié)果的精度。

4 聲速解算

在獲取準(zhǔn)確的超聲波飛行時間tflight之后，根據(jù)當(dāng)時的聲速Vsonic即可解算出當(dāng)前目標(biāo)距離，絕大多數(shù)超聲波測距裝置僅裝備了溫度傳感器，并利用公式(1)計算理論聲速，

(1)

其中T為環(huán)境溫度，單位℃。實際上，影響聲速的因素除了溫度，還有濕度、氣壓等，雖然它們的影響因素相對較小，但仍然會對超精密測量造成一定程度的影響，為此，本設(shè)計在電路中增加了一片BOSCH公司的集成溫濕度氣壓傳感芯片BME280，直接利用I2C總線獲取當(dāng)前環(huán)境的溫度、濕度、氣壓，并根據(jù)這些環(huán)境參數(shù)計算對應(yīng)的水蒸氣分壓強Pw[16]，利用公式(2)[17]解算出更為精確的理論聲速(Vsonic)，并反推出真實的目標(biāo)距離。

Vsonic=

(2)

其中P為大氣壓。

5 設(shè)計實現(xiàn)

考慮到低功耗、高精度及國產(chǎn)化要求，選擇上海安路公司的SoC器件EF2M45LG48B作為主控芯片，該器件基于55 nm低功耗工藝，由中芯國際代工，在片內(nèi)同時集成了Cortex M3 ARM微控制器和FPGA硬件可編程資源，共包含4 480個觸發(fā)器和LUT，以及700 kbit塊存儲器，典型功耗小于0.4 W，且無須片外配置芯片，是一款性價比十分出色的國產(chǎn)高集成度SoC。在該測距系統(tǒng)中，F(xiàn)PGA部分主要用于發(fā)射脈沖串產(chǎn)生、AD采樣、FIR濾波處理、高精度計時等，ARM部分則主要用于放大增益控制、包絡(luò)提取、飛行時間解算以及對外信息交互。目前該原型電路板可同時完成4路超聲波精密測距，在發(fā)射峰值電壓為65 V時典型測量距離為30～500 mm，如果需要進行更遠距離的測量，可以更換電路板上的開關(guān)電源芯片反饋電阻，以提升發(fā)射電壓，并選擇合適的換能器即可。

為進一步提高精度，本設(shè)計在每次完整測量周期(目前設(shè)置為1 s)內(nèi)共啟動10次測量，其中第1次測量的主要目的是大致定位目標(biāo)回波位置并評估回波強度，該次測量選擇最小增益檔以避免回波飽和，并記錄回波峰值位置用于設(shè)定合適的接收時間窗口，此后的測量僅接收指定時間窗口內(nèi)的數(shù)據(jù)以減少虛假回波及干擾信號影響，并選擇合適增益以在無失真放大的前提下盡可能增強到達ADC端的信號強度。對后9次測量結(jié)果剔除最大值、最小值后做平均處理，即可作為最終的測量結(jié)果。

利用標(biāo)稱精度為0.04 mm(0～300 mm)、0.05 mm (300～500 mm)的數(shù)顯式游標(biāo)卡尺和該超精密測距裝置隨機對多組距離進行了對比測量，每個距離均利用自研測距裝置連續(xù)測量20 s并記錄誤差最大結(jié)果以檢驗測量穩(wěn)定性，結(jié)果如表 1所示。

表1 測量距離對比結(jié)果Tab. 1 Contrast result of range measuring

可以看到，該超聲波測距系統(tǒng)與游標(biāo)卡尺的測量結(jié)果十分吻合，考慮到游標(biāo)卡尺本身的測量誤差，可以認為該測距裝置的精度已經(jīng)與游標(biāo)卡尺相當(dāng)，足以完成對目標(biāo)的超精密非接觸測量。

6 結(jié)論

按照諸葛晶昌等[18]的研究成果，對典型的超聲波測距裝置，常規(guī)的閾值測量法精度約為1.3 mm，使用小波去噪后可改進至約0. 3 mm；鄔文俊等[19]設(shè)計的超聲波測距裝置典型測量誤差也在1 mm左右，這些測量指標(biāo)均是在不考慮換能器回波特性隨環(huán)境變化這一實際情況下得到的，但實際應(yīng)用中隨著溫度的變化，換能器回波特性變化顯著，并導(dǎo)致測量精度大幅度下降，這是現(xiàn)有同類設(shè)計面臨的最大問題。本設(shè)計采用了全新的脈沖發(fā)射式樣，很好地解決了該問題，同時樣機實測結(jié)果也證實其測量精度不僅優(yōu)于已有方案，而且不隨環(huán)境溫度變化而變化，目前試制的多臺樣機均經(jīng)過了-30～65 ℃高低溫環(huán)境考核，再加上非接觸測量的獨特優(yōu)勢，該設(shè)計具有工程化推廣價值。