羅森僑，王金玉

(1.四川城市職業(yè)學院 汽車工程系，成都 610000；2.東北石油大學 電氣信息工程學院，黑龍江 大慶 163318)

0 引 言

汽車使用量的日益增加使大氣污染、溫室效應以及不可再生的化石燃料的替代問題成為愈發(fā)受關注的重點。為解決上述問題，新能源車技術得到迅速發(fā)展。作為電動汽車的重要部件，電動汽車用牽引電機的類型主要包括直流電機、異步電機、開關磁阻電機和永磁同步電動機(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)[1]。其中PMSM具有體積小、重量輕、損耗小、效率高等優(yōu)點[2]，加之永磁體材料的發(fā)展和電機驅動調速系統(tǒng)的發(fā)展，成為應用最為廣泛的電動汽車牽引電機。

電動汽車用永磁同步電動機轉子多為內置式轉子結構，轉子永磁體的結構越復雜，制造工藝越復雜，對應的制造成本也就要高一些。復雜的轉子永磁體結構，如“U”型、“分段”型具有更強的轉矩性能，并且在空載反電動勢波形、轉矩脈動等方面均表現(xiàn)得更加優(yōu)越[3]。但基于性能需求和成本價格的雙重考慮，本文選擇“V”型內置式永磁體轉子結構形式。

在典型城市路況下對電動汽車用電機的性能具有較高要求，如電動汽車用電動機在汽車頻繁啟停過程中要能夠具有快速的響應能力、較寬的轉速運行范圍，同時在爬坡過程中需要滿足低速大轉矩的性能要求，這對電機的轉矩平穩(wěn)性具有較高要求。降低PMSM齒槽轉矩是提高電動車用電機運行平穩(wěn)性的有效途徑。同時考慮到電動車用電機的節(jié)能因素，應降低其鐵損，這就要求減小氣隙磁密的波形畸變，因此在電機設計過程中還需要重點考慮磁密設計的合理性。

為此，本文進行了電動汽車用永磁同步電動機電磁設計和轉矩特性分析。為降低電動汽車用PMSM齒槽轉矩產(chǎn)生的轉矩脈動，減小電機控制系統(tǒng)的控制誤差。本文設計了基于轉子永磁體磁極偏心結構的電動車用PMSM，可有效降低齒槽轉矩。

1 電磁設計和仿真

1.1 電動汽車用永磁同步電動機功率確定

電動汽車用PMSM功率的選擇對汽車整車動力性能非常重要。若電機額定功率過大，將常處于欠載狀態(tài)，若額定功率較小，則常處于過載狀態(tài)[4]。電機功率選擇取決于最高車速、加速性能和最大爬坡度[5]。汽車在最高速度行駛時，永磁同步電機功率計算公式如[6]：

(1)

式中,vmax為最高車速，單位km/h；ηt為傳動系統(tǒng)效率；m為整車質量，單位kg；g為重力加速度，單位m/s2；f為滾動阻力系數(shù)；CD為空氣阻力系數(shù)；A為汽車迎風面面積，單位m2。

汽車在最大加速度行駛時，其功率計算公式如：

(2)

式中,vm為汽車加速的末速度，單位km/h(初速度為0)；β為汽車旋轉質量換算系數(shù)，通常取1.08-1.10；dV/dt為汽車傳動系統(tǒng)傳動比。

汽車在最大爬坡度行駛時，其功率計算公式如:

(3)

式中,vi為汽車最大爬坡時所需要的速度，單位km/h；αmax為汽車汽車最大爬坡角度。

一臺電動汽車的主要性能參數(shù)如表1所示。

表1 電動汽車主要的性能參數(shù)

按以上參數(shù)代入計算電動汽車用永磁同步電動機的最大驅動功率計算式，可得：Pmax1=45 kW、Pmax2=127 kW、Pmax 3=114 kW。驅動電機的最大功率應該為以上3個功率中最大值，即Pmax=Max(Pmax1,Pmax2,Pmax3)。電動機的額定功率Pn為

Pn=Pmax/λ

(4)

式中,λ為驅動電機的過載倍數(shù)，通常取1-3，本文設計的電動汽車用永磁同步電動機設置過載倍數(shù)為1.5。

根據(jù)電動汽車的參數(shù)，從而可確定該車所用驅動永磁同步電動機的設計任務如下：

(1)額定電壓：540 V(DC，蓄電池供電)；

(2)額定轉速：1250 r/min；

(3)最高轉速：3000 r/min；

(4)額定功率：80 kW；峰值功率：135 kW。

1.2 電動汽車用永磁同步電動機電磁設計

為保證電動汽車用PMSM的永磁體利用率、轉矩特性、弱磁性能、生產(chǎn)成本等[7]，PMSM轉子結構采用如圖1所示的內置式轉子。

圖1 內置式轉子結構

永磁體的槽形如圖2所示，槽形端部突出部分的作用是進行頂部隔磁，防止出現(xiàn)明顯的漏磁問題；轉子上減重孔可以減輕轉子質量，同時擴大散熱面積，加快散熱速度。

圖2 永磁體的槽形

轉子采用偏心氣隙構造，永磁體材料選擇釹鐵硼N35UH。綜合考慮電機轉速和變頻器頻率以及PMSM成本等因素，當永磁同步電動機極數(shù)為8極時，永磁材料利用率較高。永磁同步電動機的主尺寸和電磁負荷的關系如:

(5)

式中,Di1為汽車電機定子內徑，單位cm；Lef為汽車電機定子計算長度，單位cm；Temax為汽車電機輸出的最大轉矩，單位N·m；Bδ1為汽車電機氣隙磁密基波幅值，單位T；A為汽車電機定子線負荷的有效值，單位A/cm。

在選擇定子內徑和長度上，通過優(yōu)化設計以便于獲得較高的效率。永磁同步電動機設計的基本流程如圖3所示。

圖3 永磁同步電動機設計流程

永磁同步電動機電磁設計的流程首先是假定結構參數(shù)，計算出有關的電磁參數(shù)[8]，再根據(jù)材料性能或工藝水平等判斷假定結構是否可行，不可行時重新假定，直到得到可行的電磁和結構方案。通過迭代計算，電動車用PMSM主要的參數(shù)如表2所示。

表2 永磁同步電動機基本參數(shù)

定子槽形采用梨形槽，電動汽車用永磁同步電動機的定子、轉子結構如圖4所示。

圖4 永磁同步電動機定轉子結構

轉子永磁體選用N35UH材料，有較高的居里溫度，可保證永磁體在高溫環(huán)境下長期運行不退磁[9]。永磁體槽端應用了空氣隔磁設計，可減少極間漏磁。此外轉子設計為氣隙偏心結構，這樣氣隙磁通密度波形類似于正弦波，可以起到降低齒槽轉矩的作用，最終達到減小振動噪音的目的。

1.3 電動汽車用PMSM的電磁場仿真

應用有限元分析軟件Maxwell Ansoft建立電動汽車用PMSM的電磁仿真模型，進行磁通密度分布求解。對于8極48槽的永磁同步電動機模型，考慮對稱性，取八分之一，即圓周45°的模型進行有限元求解。

空載時，磁密分布云圖如圖5所示。定子齒磁密不超過1.50T，定子軛磁密的上限值為1.50T，均為進入飽和狀態(tài)的轉折點，說明此設計的經(jīng)濟性較好。在永磁體槽和轉子外部相連的位置，同極永磁體之間的區(qū)域，由于永磁體端部磁場疊加，磁場達到了飽和狀態(tài)，磁密值約為2.0T，不過這部分所占的比例非常小，對整體性能的影響基本可以忽略。

該永磁同步電動機的空載氣隙磁密的波形以及傅里葉分解如圖6所示。由圖6(a)可知偏心氣隙時的空載氣隙磁密呈正弦波形態(tài)；圖6(b)展示了不同諧波下的氣隙磁密含量。

圖5 空載時磁密云圖

圖6 空載氣隙磁密波形以及其傅里葉分解圖

空載反電動勢是決定永磁同步電動機輸出電磁轉矩大小的關鍵因素，合理的空載反電動勢能夠起到提升電動機效率，降低溫升的效果。該永磁同步電動機空載反電動勢有效值和額定相電壓有效值之比為90%。

2 偏心氣隙結構研究

采用偏心氣隙結構如圖7所示，對電動汽車用永磁同步電動機的氣隙磁密波形畸變率、齒槽轉矩、電磁轉矩等均有一定的改善作用。

圖7 轉子偏心結構

均勻氣隙和偏心氣隙磁密波形如圖8所示。

圖8 均勻氣隙和偏心氣隙磁密波形

均勻氣隙時氣隙磁密波形為平頂波，偏心氣隙時波形更加接近正弦波。偏心氣隙時，氣隙磁密波形畸變率為21.5%，均勻氣隙時氣隙磁密波形畸變率為14.1%。

偏心氣隙偏心距10 mm時，齒槽轉矩的幅值最大值是6.8 Nm，均勻氣隙時齒槽轉矩幅值最大值是10.2 Nm，偏心氣隙比均勻氣隙的齒槽轉矩減少29.7%。不同位置的齒槽轉矩如圖9所示。

圖9 均勻氣隙和偏心氣隙齒槽轉矩

在額定轉速下，均勻氣隙和偏心氣隙結構電磁轉矩波形如圖10所示。偏心氣隙結構時，永磁同步電機電磁轉矩的上、下限值分別為655 Nm和571 Nm，其平均值為613 Nm，永磁同步電動機的轉矩脈動為13.70% 。均勻氣隙時，永磁同步電動機電磁轉矩最大值最小值分別為632 Nm和476 Nm，平均值為554 Nm，轉矩脈動為28.70%。偏心氣隙的電動機轉矩脈動減少了14 %。

圖10 均勻氣隙和偏心氣隙電磁轉矩

均勻氣隙和偏心氣隙下的其他永磁同步電動機性能對比如表3所示。

表3 均勻氣隙和不均勻氣隙下PMSM性能對比

采用不均勻氣隙，具有改善氣隙磁密波形的正弦性，減小空載反電動勢的波形畸變率，額定轉矩變大，齒槽轉矩，轉矩脈動明顯得到了改善。

3 轉矩控制

永磁同步電動機的控制策略采用最大轉矩電流比(Maximum Torque Per Ampere, MTPA)控制策略，最大轉矩電流比控制的思想是在電磁轉矩相同的情況下，通過調整d、q軸電流使定子電流值最小。電動汽車行駛過程中，車速變化歸結為電動汽車用PMSM轉矩的變化?？刂齐妱悠囉肞MSM的電磁轉矩可對電動汽車的速度進行控制。汽車行駛加、減速時導致速度變化頻繁，在MTPA控制方法下，可有效節(jié)約電能，同時系統(tǒng)具有較強的魯棒性。

利用Matlab軟件對電動汽車用PMSM的驅動系統(tǒng)進行仿真，觀測MTPA控制方法的動態(tài)響應性能。給定轉速1250 r/min,同時施加610 Nm的負載轉矩，電機在0.4 s左右達到額定轉速，在0.55 s時，負載轉矩突然增加到900 Nm，轉速隨后出現(xiàn)了波動，然后很快恢復到額定轉速，如圖11所示。這表明MTPA控制方法有很好的動態(tài)響應性能，對負載的擾動具有很好的魯棒性。

圖11 MTPA控制下轉速動態(tài)響應

4 樣機與試驗

根據(jù)電磁設計方案，研制出一臺電動汽車用永磁同步電動機樣機如圖12所示。

在215 r/min、607 r/min、750 r/min、1000 r/min、1250 r/min、1607 r/min、2000 r/min、2410 r/min、2800 r/min、3000 r/min 10個轉速點的轉矩及功率。進行平滑處理后的轉速-轉矩和轉速-功率曲線如圖13和圖14所示。試驗的結果與相應的系統(tǒng)仿真的結果十分接近。通過試驗驗證了電磁設計和仿真的正確性和可行性。

圖12 電動汽車用永磁同步電動機樣機

圖13 轉速-轉矩曲線

圖14 轉速-功率曲線

5 結 論

以電動汽車整車參數(shù)及行駛條件為目標，根據(jù)設計要求，設計完成一臺電動汽車用永磁同步電動機。在轉子結構上，電動汽車用永磁同步電動機采用偏心氣隙結構，減小氣隙磁密、空載反電動勢的波形畸變率和減小齒槽轉矩，改善電動汽車用永磁同步電動機的性能。

在控制方法上，電動汽車用永磁同步電動機選用MTPA控制，效率高，有利于提高能源利用率，同時，電動汽車控制系統(tǒng)的魯棒性較好，有利于抵抗外部干擾。

通過仿真分析軟件進行輔助分析以及通過試制樣機和樣機試驗，驗證了電磁和氣隙偏心結構設計方案方法的準確性和控制策略選用的可行性，可滿足電動汽車用電機的性能要求。