馮洪高，張赤斌，林寶德

（1.南京鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院，江蘇 南京 210031；2.東南大學(xué)機械工程學(xué)院，江蘇 南京 210096；3.昆明理工大學(xué)電氣工程學(xué)院，云南 昆明 650093）

絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）是目前中、大、超大電能變換裝置的核心部件，為提高裝置的功率等級和功率密度，通常需要采用多組IGBT 器件并聯(lián)的方式。在實際應(yīng)用中，由于各并聯(lián)器件內(nèi)部參數(shù)的分散性，加之外部驅(qū)動、母排結(jié)構(gòu)等的綜合影響，并聯(lián)器件間將不可避免地出現(xiàn)不均流問題[1-2]。其直接影響是導(dǎo)致部分IGBT 將承受更大的電、熱、機械應(yīng)力，從而加速器件的老化速率，尤其在某些強電磁沖擊的極端工況下，器件也可能會因運行條件超出其安全邊界而發(fā)生瞬時失效。為提高電力電子裝置的可靠性，工程技術(shù)人員通常會采取冗余設(shè)計的處理方法，但代價是增加了器件的數(shù)量，導(dǎo)致裝置體積、重量以及設(shè)計成本的增加，同時也不利于裝置功率密度的提升[3]。因此，研究影響IGBT 并聯(lián)均流特性的原因并探究不均流問題的改善策略具有重要的理論和工程應(yīng)用價值。

針對IGBT 器件的并聯(lián)均流問題，國內(nèi)外研究主要集中在并聯(lián)均流影響因素和均流改善方法兩方面。相較于靜態(tài)情況，并聯(lián)IGBT 模塊的動態(tài)不均流問題要更為復(fù)雜，同時受到IGBT 模塊內(nèi)部參數(shù)、驅(qū)動回路參數(shù)、功率回路雜散電感以及溫度等多因素的影響[4]。根據(jù)現(xiàn)有研究結(jié)論，器件內(nèi)部的半導(dǎo)體參數(shù)（包括閾值電壓、柵射極電容、米勒電容等）主要通過影響IGBT 的開關(guān)瞬態(tài)延遲時間影響IGBT 的并聯(lián)動態(tài)不均流[5-7]。由此，基于門極控制的主動調(diào)節(jié)法成為目前應(yīng)用較多的一種的均流控制方法[8]。文獻[9]提出了一種分散式的主動門極均流控制方法，其優(yōu)勢在于不受并聯(lián)IGBT 數(shù)量的限制，但由于引入了額外的硬件和軟件，導(dǎo)致實現(xiàn)難度大，同時也會增加設(shè)計成本。文獻[10]提出了一種門極信號延遲控制方法，該方法可實現(xiàn)對裝置運行期間的不間斷、實時調(diào)控，但該方法的準(zhǔn)確性依賴于對器件內(nèi)部寄生電感參數(shù)的提取精度。

總體來看，目前關(guān)于IGBT 并聯(lián)均流的研究主要針對中、低壓模塊展開，同時關(guān)于模塊內(nèi)部參數(shù)差異所產(chǎn)生的不均流問題也尚未得到完全解決。針對現(xiàn)有研究的不足，本文針對大功率IGBT模塊的動態(tài)不均流問題展開研究，通過理論分析建立模塊內(nèi)部參數(shù)差異與驅(qū)動延遲時間之間的定量關(guān)系，進而采用驅(qū)動延遲時間補償?shù)姆椒刂撇⒙?lián)器件間的動態(tài)不均流度，并通過實驗對所提出的方法進行驗證。

1 被測IGBT模塊及測試原理

大功率IGBT 模塊內(nèi)部多采用多芯片并聯(lián)的方式以提高器件的通流能力，模塊的制造工藝與封裝方式大體類似。以本文所研究的ABB 某型3 300 V/1 500 A 大功率IGBT 模塊為例，其實物圖及其內(nèi)部等效電路如圖1所示。該模塊內(nèi)部由3組功率子單元并聯(lián)組成，標(biāo)稱工況下3 組并聯(lián)端子共同承擔(dān)1 500 A額定電流，即在端口均流的理想條件下，每個功率子單元的通流能力為500 A。

圖1 IGBT模塊實物圖和等效電路圖Fig.1 Physical and equivalent circuit diagrams of the IGBT module

本文采用經(jīng)典的雙脈沖測試研究被測器件并聯(lián)下的均流特性，測試原理如圖2所示。其中，VDC為直流母線電壓，LT為母排寄生電感，Lload為負載電感，IC為回路集總電流，T1與T2為被測IGBT模塊。為減少功率回路寄生參數(shù)對并聯(lián)均流的影響，測試中采用了特制的層疊母排，其結(jié)構(gòu)及工位布置情況如圖3所示。該母排在拓撲結(jié)構(gòu)上設(shè)計為完全對稱，由上、下兩層銅排構(gòu)成，上層銅排又分成獨立的兩塊，可以同時實現(xiàn)2個IGBT 模塊的并聯(lián)測試?？紤]到通用性問題，母排在設(shè)計時預(yù)留了兩組二極管工位，在本文的后續(xù)實驗中只需使用其中一組，吸收回路的負載電感通過外接導(dǎo)線與二極管模塊并聯(lián)。

圖3 層疊母排結(jié)構(gòu)與連接示意圖Fig.3 Structure and connection diagram of cascade bus bar

2 并聯(lián)均流控制方法

在外部運行條件和器件內(nèi)部參數(shù)差異程度相同的條件下，IGBT在開通瞬態(tài)時承受的電應(yīng)力相較于關(guān)斷瞬態(tài)要更大，不均流現(xiàn)象也更為明顯。在IGBT 的開通延遲階段，柵極驅(qū)動電壓VGON通過驅(qū)動回路不斷向柵-射極電容CGE充電，但是柵-射極電壓VGE仍小于閾值電壓VTH，IGBT 尚未開通，IGBT工作在截止區(qū)。柵-射極電壓VGE的上升速率主要由柵極驅(qū)動電阻RGON、柵-射極電容CGE以及米勒電容CGC決定[4]：

式中：VGON為正向柵極驅(qū)動電壓；VGOFF為負向柵極驅(qū)動電壓，VGOFF＜0。

當(dāng)VGE逐漸上升達到閾值電壓時，即VGE（t）=VTH時器件開通，對式（1）進行求解可得開通延遲時間Tdon的表達式：

在開通延遲時間內(nèi)，由于IGBT 的集電極電流仍為0，且集-射極電壓VCE尚未開始下降，CGC相比于CGE很小[4]，可以忽略。由式（2）可知，影響Tdon的模塊內(nèi)部參數(shù)主要有CGE和VTH。從概率學(xué)的角度分析，并聯(lián)IGBT 模塊之間閾值電壓存在差異的概率要遠大于柵-射極電容。在器件的長期運行過程中，器件的疲勞老化會導(dǎo)致柵氧化層中的電荷發(fā)生變化，進而影響閾值電壓[5]，而柵-射極電容則基本不變。從均流控制角度來看，研究閾值電壓對不均流特性的影響顯然更具工程實用價值?；诖耍疚闹攸c針對閾值電壓對并聯(lián)均流的影響與控制開展研究。

當(dāng)并聯(lián)IGBT 模塊之間的閾值電壓存在差異時，從式（2）可以看出，閾值電壓較小的IGBT 的開通延遲時間更短，柵極注入電流速度更快，開通瞬態(tài)動態(tài)等效電阻更小，在開通瞬態(tài)過程中必將承擔(dān)更大的集電極電流，閾值電壓大的IGBT與此相反。兩者的開通延遲時間差可以表示為

由式（3）可知，當(dāng)已知并聯(lián)IGBT 模塊的閾值電壓VTH1和VTH2（VTH1＜VTH2）時，可以得到兩者的開通延遲時間差異ΔTdon?；诖耍梢栽谠O(shè)置驅(qū)動脈沖時，令閾值電壓大的T2管優(yōu)先導(dǎo)通ΔTdon，在理論上即可削減由于閾值電壓帶來的并聯(lián)IGBT動態(tài)不均流影響。

3 實驗測試與討論

3.1 閾值電壓測定

為了對式（3）對應(yīng)的延遲時間補償方法進行驗證，需要保證不同模塊之間的閾值電壓差異足夠明顯，本文選用在某三相逆變器上已經(jīng)工作超過1 000 h 的三個IGBT 模塊作為研究對象，首先對其閾值電壓進行測量，測試電路如圖4所示，測試方法如下：

圖4 被測器件閾值電壓測量示意圖Fig.4 Threshold voltage measuring circuit of the IGBT under test

1）通過銅質(zhì)連接件將單個IGBT 模塊的集電極端子C、發(fā)射極端子E 分別短接，再通過導(dǎo)線將驅(qū)動端子G和集電極端子C短接，確保VCE=VGE；

2）通過可控電壓源連接模塊的集電極C與發(fā)射極E，同時串接電流表，在G，E端子之間并聯(lián)電壓表；

3）不斷提高可調(diào)電壓源的電壓，根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊提供的閾值電壓測試條件[11]，當(dāng)電流表示數(shù)為240 mA時，G，E之間的電壓表示數(shù)即為閾值電壓VTH。

三個模塊的閾值電壓測試結(jié)果分別為：VTH1=5.61 V，VTH2=5.74 V，VTH3=5.89 V。根據(jù)式（3），模塊間閾值電壓的差異將使得并聯(lián)支路的IGBT 模塊產(chǎn)生不同的開通延遲時間，將上述三個模塊兩兩組合，可以得到3 種并聯(lián)測試方案，表1 給出了3種方案下所對應(yīng)的IGBT開通延遲時間。

表1 VTH存在差異時的延遲時間差異Tab.1 Equivalent turn-on delay time when VTH differs

3.2 實驗測試及結(jié)果分析

由于疲勞老化的影響，上述并聯(lián)組合中IGBT模塊的參數(shù)發(fā)生了不同程度的改變，這將導(dǎo)致每個并聯(lián)支路的IGBT 具有不同的開通時刻，進而產(chǎn)生不均流，率先開通的器件將承載更大的電應(yīng)力。根據(jù)表1得到的三種并聯(lián)組合的開通延遲時間，可對雙管并聯(lián)IGBT進行均流控制。為驗證所提出的均流控制方法，在直流母線電壓為1 500 V的工況下，首先對3種并聯(lián)組合的IGBT 模塊分別進行雙脈沖測試。實驗平臺相關(guān)參數(shù)包括：柵極驅(qū)動電阻RGON=3.8 Ω，柵極驅(qū)動電壓（正向）VGON=15 V，柵極驅(qū)動電壓（負向）VGOFF=-15 V，柵-射極電容CGE=184.78 nF，直流電壓VDC=1 500 V，直流電流IC=2 000 A，供電直流電容C=5 600μF，負載電感Lload=0.05 mH。隨后，通過提前補償驅(qū)動延遲時間的方式重復(fù)上述測試，測試結(jié)果如圖5所示。

圖5 IGBT模塊并聯(lián)均流實驗測試結(jié)果Fig.5 Test experiment results of IGBT modules parallel current sharing

圖5 中，圖5a～圖5c 分別對應(yīng)方案Ⅰ～Ⅲ中不加延遲時間的結(jié)果，圖5d～圖5f 則分別對應(yīng)方案Ⅰ～Ⅲ中提前補償驅(qū)動延遲時間的結(jié)果。為對測試結(jié)果的不均流度進行評估，定義不均流度k如下：

式中：Imax，Imin分別為IGBT在開通過程中集電極電流尖峰處支路電流的最大值和最小值。

從圖5a～圖5c可以看出，在IGBT 開通瞬態(tài)過程中，閾值電壓較小的IGBT 具有更短的開通延遲時間，因而率先開通，在開通過程中有更多的溝道電子進入空間電荷區(qū)與空穴發(fā)生復(fù)合，加快對集電極側(cè)空穴載流子的抽取，從而承擔(dān)更大的集電極電流，且并聯(lián)支路間IGBT 的閾值電壓差異越大，不均流效果越明顯。從圖5d～圖5f 中可以看出，在加入根據(jù)式（3）計算的驅(qū)動延遲時間后，并聯(lián)IGBT 模塊的開通時間差異得到了較好的修正，在集電極電流上升過程中，模塊間達到了較好的均流效果，但是在尖峰處的電流值仍有一定差異，這主要是由于IGBT 模塊內(nèi)部柵極回路也有一定電阻，但是該部分電阻較難提取。因此，在計算開通延遲時間差時，本文只考慮了驅(qū)動板上的柵極回路電阻，模塊內(nèi)部的電阻未予以考慮，導(dǎo)致計算出的延遲時間差異稍小，電流尖峰附近仍有一定不均流，但是可以看出，通過補償驅(qū)動延遲時間的方法可以將不均流度由最大的14.04%降低到2.21%，達到了較好的模塊并聯(lián)均流效果。

4 結(jié)論

本文以大功率IGBT 模塊并聯(lián)為研究對象，在分析閾值電壓差異影響動態(tài)不均流的機理基礎(chǔ)上，基于IGBT 內(nèi)部參數(shù)，建立了閾值電壓差異與驅(qū)動延遲時間之間的定量關(guān)系，進而提出了一種通過加入驅(qū)動延遲時間控制并聯(lián)動態(tài)均流的方法。實驗結(jié)果表明，該方法最大可以將不均流度由14.04%降低到2.21%，具有較好的均流效果。本文所提出的均流策略可以為并聯(lián)均流控制提供解決思路，同時也有望進一步擴展至多個模塊并聯(lián)的工況。