李詠秋，楊喜軍

（上海交通大學(xué)電力傳輸與功率變換控制教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海 200240）

單相二極管整流橋后置非隔離升壓型DCDC 變換器，可構(gòu)成單相功率因數(shù)校正器，其中升壓電感的工作模式包括連續(xù)導(dǎo)電模式（continu?ous conduction mode，CCM）、臨界導(dǎo)電模式（criti?cal conduction mode，CRM）和斷續(xù)導(dǎo)電模式（dis?continuous conduction mode，DCM）。鑒于傳統(tǒng)升壓型DC-DC 變換器的升壓能力一般不大于4～5倍，交流電壓源供電的有橋型或無橋型單相功率因數(shù)校正器[1-3]的升壓能力一般為網(wǎng)壓峰值的1～2倍，否則占空比過大會(huì)影響升壓變換器的穩(wěn)定性和可控性。某些需要高壓的應(yīng)用場合，如X 射線醫(yī)療或工業(yè)、高壓裝置絕緣測試、靜電除塵等，需要二次升壓變換，因此存在電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜和整機(jī)效率較低等實(shí)際問題。

非隔離升壓型DC-DC 變換器包括傳統(tǒng)兩電平、三電平以及高倍升壓型等多種構(gòu)成方式，高倍升壓型DC-DC 變換器又包括開關(guān)電感型[4-5]、開關(guān)電容型[6-8]以及級聯(lián)升壓型[9-11]等多種構(gòu)成方式，具有很強(qiáng)的升壓能力。基于高倍升壓型ACDC 變換器的單相功率因數(shù)校正器，在輸入低壓時(shí)可以獲得高壓直流輸出，同時(shí)獲得網(wǎng)側(cè)較高功率因數(shù)，功率開關(guān)可工作在較低占空比而不會(huì)造成控制不穩(wěn)。

本文繼續(xù)對文獻(xiàn)[4-5]給出的開關(guān)電感型高倍升壓變換器進(jìn)行跟蹤研究，根據(jù)其工作原理為升壓電感處于并聯(lián)充電、串聯(lián)放電狀態(tài)并結(jié)合級聯(lián)升壓型變換器的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，提出一種新型開關(guān)電感級聯(lián)型高倍升壓AC-DC變換器，級聯(lián)數(shù)不受限制。采用單周期模擬控制器IR1155S控制并進(jìn)行關(guān)鍵參數(shù)計(jì)算，最后進(jìn)行仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 高倍升壓電路工作原理

1.1 功率電路分析

由文獻(xiàn)[4]，可以得到一種開關(guān)電感型高倍升壓AC-DC 變換器，如圖1a 所示。該電路的特點(diǎn)是：升壓電感數(shù)量為2 個(gè)，可控功率開關(guān)數(shù)量為1個(gè)，功率二極管數(shù)量為4 個(gè)，且D5，D6與D8為反向快速恢復(fù)型，整流橋與輸出電壓共地，驅(qū)動(dòng)器與驅(qū)動(dòng)電源數(shù)量均為1 個(gè)，可以采用現(xiàn)有模擬控制器。現(xiàn)有模擬控制器帶有非隔離驅(qū)動(dòng)器，支持較高的開關(guān)頻率，無需隔離電量檢測。功率二極管D7可以為反向慢速恢復(fù)型二極管。

文獻(xiàn)[5]給出了一種開關(guān)電感型高倍升壓AC-DC 變換器，如圖1b 所示。該電路的特點(diǎn)是：升壓電感數(shù)量為2 個(gè)，可控功率開關(guān)數(shù)量為2 個(gè)，功率二極管數(shù)量為1個(gè)且為反向快速恢復(fù)型二極管，整流橋與輸出電壓異地，驅(qū)動(dòng)器與驅(qū)動(dòng)電源數(shù)量均為2個(gè)，可采用數(shù)字控制器，需要額外高速隔離驅(qū)動(dòng)器，需要隔離電量檢測。

圖1 文獻(xiàn)[4-5]得到的開關(guān)電感級聯(lián)型高倍升壓AC-DC變換器Fig.1 Switched inductor based high transfer-ratio Boost AC-DC converters obtained from reference[4-5]

圖1 所示電路結(jié)構(gòu)比較簡單和易于實(shí)現(xiàn)，但是不具備級聯(lián)結(jié)構(gòu)，均不能推導(dǎo)出更高倍升壓結(jié)構(gòu)，且圖1b所示電路在電感量不等而兩個(gè)開關(guān)同時(shí)開斷時(shí)，會(huì)產(chǎn)生超高浪涌電壓。利用升壓電感并聯(lián)充電和串聯(lián)放電升壓的基本原理，本文提出如圖2 所示的高倍升壓單相AC-DC 變換器，圖中給出了三級升壓結(jié)構(gòu)，理論上只有最后一級結(jié)構(gòu)中的功率二極管D9和D10需要采用反向快速恢復(fù)型二極管。

圖2 開關(guān)電感級聯(lián)型高倍升壓AC-DC變換器Fig.2 Switched inductor multi-cascaded high transfer-ratio Boost AC-DC converter

1.2 升壓原理分析

1.2.1 感量相等

在圖2 中，當(dāng)功率開關(guān)S1～S3導(dǎo)通時(shí)，二極管D5，D7壓降較小，功率開關(guān)S1～S3的導(dǎo)通壓降相近，因此升壓電感L1～L3端電壓近似相等，并聯(lián)充電，升壓電感電流上升斜率為

式中：ui為輸入電壓。

電感電流上升斜率取決于網(wǎng)壓瞬時(shí)值和感量大小。當(dāng)功率開關(guān)S1～S3斷開時(shí)，若感量相等則每個(gè)電感電流瞬時(shí)值相等，電感串聯(lián)放電，所有升壓電感電流下降斜率為

式中：uo為輸出電壓。

升壓電感可以工作在CCM 或CRM 下，在相同驅(qū)動(dòng)脈沖作用下，起始放電電流相等，放電用時(shí)相同，則各電感電流谷值相同。在這種情況下，當(dāng)級聯(lián)數(shù)為N時(shí)，電壓變比為

式中：d為開關(guān)器件控制脈沖占空比。

由此可見，隨著級聯(lián)數(shù)N與占比增加，升壓能力增強(qiáng)，如圖3 所示。圖4 中給出了感量相等時(shí)CCM 下，采用相同的驅(qū)動(dòng)脈沖，該AC-DC 變換器的有關(guān)波形。

圖3 感量相等時(shí)CCM模式下變換器電壓變比波形Fig.3 Voltage transfer-ratio waveforms of the AC-DC converter with equal inductances in CCM

圖4 感量相等時(shí)CCM下有關(guān)波形Fig.4 Waveforms of the proposed AC-DC converter with equal inductances in CCM

1.2.2 感量不等

電感感量不等且功率開關(guān)S1～S3同時(shí)斷開時(shí)，由于升壓電感電流上升斜率不等而充電時(shí)間相同，故而功率開關(guān)斷開瞬間，三個(gè)升壓電感電流不等。不失一般性，設(shè)L1＞L2＞L3，則功率開關(guān)關(guān)斷瞬間，iL1最小、iL3最大。忽略功率二極管及功率開關(guān)壓降，功率開關(guān)S1～S3斷開后的續(xù)流階段包括三個(gè)階段：

階段1：L1與L2電流基本不變，L3電流下降，電流下降斜率為(|ui|-uo)/L3，輸出電流iD等于L3電流，斜率較大。后級電解電容充電電壓為|ui|+L3diL3/dt；

階段2：L1電流基本不變，L2，L3串聯(lián)續(xù)流，電流下降斜率為(|ui|-uo)/(L2+L3)。后級電解電容充電電壓為|ui|+(L2diL2+L3diL3)/dt；

階段3：L1，L2與L3串聯(lián)續(xù)流，電流下降斜率為(|ui|-uo)/(L1+L2+L3)。后級電解電容充電電壓為|ui|+(L1diL1+L2diL2+L3diL3)/dt。

出現(xiàn)上述三個(gè)階段的原因如下：階段1 電感L1，L2分別與二極管D5，D7并聯(lián)后與L3串聯(lián)續(xù)流。由于二極管D5，D7的導(dǎo)通，造成大電感端電壓鉗位至零，使得電感電流出現(xiàn)近似恒流區(qū)；當(dāng)iL3下降至與iL2相等時(shí)，流經(jīng)D7電流下降至零，D7自然關(guān)斷，L2，L3串聯(lián)續(xù)流，進(jìn)入階段2；同理，當(dāng)iL2下降至與iL1相等時(shí)，流經(jīng)D5電流下降至零，D5自然關(guān)斷，進(jìn)入階段3。

因此，感量不等時(shí)電感電流不會(huì)突變，不會(huì)因電感電流突變產(chǎn)生超高浪涌電壓危害器件安全。在感量差別不大時(shí)，三個(gè)電感將盡快進(jìn)入階段3，電感電流的谷值將始終相等，谷值不為零時(shí)，即可工作在CCM下。

圖5 給出了感量不等時(shí)CCM 下，采用相同的驅(qū)動(dòng)脈沖，該AC-DC變換器的有關(guān)波形。

圖5 感量不等時(shí)CCM下有關(guān)波形Fig.5 Waveforms of the proposed AC-DC converter with unequal inductances in CCM

綜合以上分析，相比圖1，圖2 所示電路具有如下特點(diǎn)：

1）具有可以擴(kuò)充的、更高的升壓能力，感量相等或不等時(shí)都可以工作在CCM下；

2）可以采用現(xiàn)有的APFC 模擬控制器，如L4981BD，UCC3854，IR1155S等，所有功率開關(guān)可以采用同一驅(qū)動(dòng)器或獨(dú)立采用驅(qū)動(dòng)器；

3）功率地、控制地與檢測地共地，節(jié)省檢測電路成本；

4）對于N級升壓結(jié)構(gòu)，高端只需采用N個(gè)二合一的共陰極功率二極管。

2 單周期控制器設(shè)計(jì)

圖2 所示的高倍升壓AC-DC 變換器可以采用現(xiàn)有模擬控制器、數(shù)字控制器實(shí)現(xiàn)。數(shù)字控制器適用于升壓電感工作于CCM 或DCM 情況，但是現(xiàn)有模擬控制器只適用于升壓電感工作于CCM情況。

本文選取單周期控制（OCC）原理和CCM 控制模式的模擬控制芯片IR1155S 作為控制器，設(shè)計(jì)如圖6 所示的高倍升壓單相AC-DC 變換器?？紤]到該電路控制地、功率地、檢測地相同，且非隔離型驅(qū)動(dòng)器延時(shí)小、驅(qū)動(dòng)電流大，圖中選用非隔離型驅(qū)動(dòng)器FAN3100 作為功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)器。

為有效控制漳州核電工程前期費(fèi)用、提高資金使用率、降低項(xiàng)目建設(shè)成本，根據(jù)項(xiàng)目前期工作實(shí)際進(jìn)展及FCD 前工作計(jì)劃，前期投資以不超過投資估算總資金的10%為原則進(jìn)行控制，綜合研判FCD前工作量，簽訂可量化的FCD前工作協(xié)議，通過工程量核算方式減少前期費(fèi)用投入約3億元。其次建立支付、變更管理臺賬，對項(xiàng)目管理費(fèi)、設(shè)計(jì)費(fèi)、設(shè)備費(fèi)、建安費(fèi)進(jìn)行從嚴(yán)從緊控制并與兄弟核電廠對標(biāo)參考，優(yōu)化完善FCD前支付控制曲線。

圖6 基于IR1155S的開關(guān)電感級聯(lián)型高倍升壓AC-DC變換器Fig.6 Switched inductor cascaded high transfer-ratio Boost AC-DC converter based on IR1155S

2.1 各部分傳遞函數(shù)

基于IR1155S 高倍升壓單相AC-DC 變換器的小信號模型電路如圖7所示。

圖7 IR1155S APFC小信號模型Fig.7 Small signal model of IR1155S APFC

圖7 中，H1（s）為輸出分壓器傳遞函數(shù)；H2（s）為電壓誤差放大器和補(bǔ)償器傳遞函數(shù)；H3（s）為單周期控制調(diào)制器傳遞函數(shù)；G（s）為功率電路的傳遞函數(shù)。整個(gè)環(huán)路的開環(huán)傳遞函數(shù)[12-13]T(s)如下式所示：

純阻性負(fù)載時(shí)，功率電路傳遞函數(shù)G(s)為

式中：Ui為輸入電壓有效值；Uo為輸出電壓平均值；R1為負(fù)載電阻；C2為輸出電容。

輸出分壓器傳遞函數(shù)H1(s)為

式中：Uo,ref為IR1155S內(nèi)部參考電壓。

IR1155S 芯片COMP 引腳外接軟啟動(dòng)電容CZ、跨導(dǎo)電阻Rgm、極點(diǎn)電容CP構(gòu)成跨導(dǎo)型電壓誤差放大器，作為輸出電壓補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。輸出電壓補(bǔ)償器傳遞函數(shù)H2(s)為

式中：gm為跨導(dǎo)，取值50μS。

單周期控制調(diào)制器傳遞函數(shù)H3（s）為

式中：R2為采樣電阻；GDC為直流增益，GDC=3.1。

2.2 輸出電壓補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)步驟

2.2.1 選擇軟啟動(dòng)電容CZ

基于軟啟動(dòng)時(shí)間選擇CZ，軟啟動(dòng)時(shí)間選取典型值40 ms。軟啟動(dòng)時(shí)間內(nèi)COMP 引腳電壓UCOMP從0升至最大值。軟啟動(dòng)電容為

式中：iOVEA為源電流，iOVEA=44μA；UCOMP（EFF）為有效COMP 管腳電壓，UCOMP（EFF）=4.9 V；tss為軟啟動(dòng)時(shí)間，tss=40 ms。

可選擇CZ=0.33μF。

2.2.2 選擇跨導(dǎo)電阻Rgm

Rgm的選擇應(yīng)該確保H1（s）H2（s）的2倍網(wǎng)頻衰減量足夠小，以此避免網(wǎng)側(cè)電流畸變。設(shè)效率為92%，首先計(jì)算出2 倍網(wǎng)頻紋波電壓幅值，考慮最低網(wǎng)頻fAC=47 Hz，此時(shí)出現(xiàn)最大紋波電壓，則峰-零紋波電壓UOPK為

輸出電壓中峰-峰紋波電壓為2UOPK，經(jīng)過電阻分壓和誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，該電壓反映到UCOMP，引起ΔUCOMP。與誤差放大器輸出電壓擺幅UCOMP（EFF）相比，ΔUCOMP應(yīng)足夠小，選擇ΔUCOMP/UCOMP變化范圍為1.0%，以獲得較高相位裕量和在負(fù)載階躍時(shí)較低振蕩響應(yīng)。1.0%衰減要求為

式中：GVA為H（1s）H（2s）在2倍網(wǎng)頻下所需的衰減量。而且，H1(s)=Uo,ref/Uo，即

因此2倍網(wǎng)頻處僅僅來自H2（s）的所需衰減為

由于電壓補(bǔ)償器極點(diǎn)的設(shè)置應(yīng)該遠(yuǎn)高于2倍網(wǎng)頻，因此CZ?CP，則在2 倍網(wǎng)頻處誤差放大器傳遞函數(shù)可以近似為

由于CZ已經(jīng)確定，只需計(jì)算Rgm，計(jì)算公式為

阻性負(fù)載時(shí)，功率電路傳遞函數(shù)中零點(diǎn)對應(yīng)頻率可以估算為

功率電路傳遞函數(shù)中的極點(diǎn)頻率為

2.2.3 選擇極點(diǎn)電容CP

根據(jù)高頻極點(diǎn)位置選擇CP。極點(diǎn)頻率的選擇應(yīng)較高于交越頻率、遠(yuǎn)低于開關(guān)頻率，本文中選擇1/6×fsw，可得：

2.2.4 估算相位裕量

滿載1.0 kW 時(shí)，交流輸入電壓為85 V的電壓環(huán)幅頻和相頻響應(yīng)如圖8 所示。此時(shí)，交越頻率為5 Hz，相位裕量約為28.2°，該結(jié)果滿足交越頻率和相位裕量的設(shè)計(jì)要求。

圖8 AC 85 V/1.0 kW時(shí)OCC APFC開環(huán)的頻率特性Fig.8 Frequency characteristics of the open-loop of OCC APFC at AC 85 V/1.0 kW

3 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證理論分析正確性，對本文所提的AC-DC變換器仿真驗(yàn)證并搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。仿真及實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：輸入電壓85 V/50 Hz，開關(guān)頻率50 kHz，輸出電壓平均值385 V，輸出功率1 kW，電感L1=L2=L3=500μH。

3.1 實(shí)驗(yàn)波形

仿真時(shí)，分壓比100∶1，為消除紋波電壓影響和獲得385 V 均值，給定電壓為4 V，采用雙閉環(huán)控制，內(nèi)環(huán)控制策略為PI 調(diào)節(jié)器。圖9 為在感量相等時(shí)CCM 下的仿真電路，圖10 為此條件下電感電流波形，圖11 為輸入電壓、輸入電流和輸出電壓波形。

圖9 感量相等時(shí)CCM下的仿真電路Fig.9 Simulation circuit in CCM with equal inductance

圖10 仿真中感量相等時(shí)CCM下電感電流波形Fig.10 Simulated waveforms of inductor currents in CCM with equal inductances

圖11 仿真中感量相等時(shí)CCM下輸入電壓、電流、輸出電壓波形Fig.11 Simulated waveforms of input voltage，current and output voltage in CCM with equal inductances

該實(shí)驗(yàn)樣機(jī)采用IR1155S芯片作為核心模擬控制芯片，實(shí)驗(yàn)平臺如圖12 所示。關(guān)鍵參數(shù)（參數(shù)名與圖6 對應(yīng)）如下：最大輸入電流12.81 A，最大負(fù)載1 kW，輸出電容C2=2×470μF/450 V；交流濾波電容C1=0.47 μF，分流電阻R2=30 mΩ，濾波電阻RSF=100 Ω，濾波電容CSF=1.0 nF；電壓反饋支路RFB1=RFB2=499 kΩ，RFB3=13 kΩ；過壓保護(hù)支路ROVP1=ROVP2=499 kΩ，ROVP3=12.8 kΩ；諧振電容CT=1 850 pF，軟啟動(dòng)電容CZ=0.33 μF，跨導(dǎo)電阻Rgm=5.36 kΩ，極點(diǎn)電容CP=3.56 nF。

圖12 開關(guān)電感級聯(lián)AC-DC變換器實(shí)驗(yàn)平臺Fig.12 Experimental platform of switched inductor cascaded AC-DC converter

輸入電壓為85 V/50 Hz，輸出電壓為385 V，負(fù)載為600 W時(shí)，測得網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1。該ACDC變換器的關(guān)鍵波形如圖13～圖15所示。其中，圖13為該AC-DC變換器輸入電壓曲線、輸出電壓紋波曲線和輸入電流曲線，圖14為該AC-DC 變換器的三個(gè)開關(guān)脈沖曲線1～3 與輸入電流曲線波形，圖15為該AC-DC變換器的電感電流波形。

圖13 輸入電壓、輸出電壓紋波、輸入電流Fig.13 Waveforms of input voltage，output voltage ripple and input current

圖14 開關(guān)脈沖及輸入電流波形Fig.14 Waveforms of switching pulse and input current

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

從圖10、圖11、圖13 和圖15 可以看出，該AC-DC 變換器雙閉環(huán)控制與單周期控制皆可采用，控制簡單，且交流側(cè)功率因數(shù)高，實(shí)驗(yàn)測得網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1，說明該AC-DC 變換器具有良好的功率因數(shù)校正能力。再者電感值在實(shí)際運(yùn)行時(shí)總會(huì)受到流經(jīng)電流大小以及磁芯飽和程度的影響，故而感量完全相同不會(huì)實(shí)現(xiàn)，但在實(shí)驗(yàn)中，該變換器運(yùn)行安全穩(wěn)定，說明該變換器能在感量不等時(shí)運(yùn)行，驗(yàn)證了感量不等CCM 下理論分析的正確性，也表明該AC-DC變換器具有運(yùn)行安全穩(wěn)定性。從圖14 可以看出，采用IR1155S 單周期控制，三個(gè)開關(guān)脈沖同步性良好，證明多級級聯(lián)時(shí)該變換器可使用同一驅(qū)動(dòng)器，節(jié)省成本。

圖15 電感電流波形Fig.15 Waveform of inductor current

4 結(jié)論

采用并聯(lián)充電、串聯(lián)放電原理，提出了一種開關(guān)電感級聯(lián)型高倍升壓能力的AC-DC 變換器拓?fù)?，給出了感量相等和不等時(shí)CCM 下的關(guān)鍵波形，基于模擬控制器IR1155S設(shè)計(jì)了感量相等時(shí)、單周期控制、CCM 下的實(shí)現(xiàn)方案，并對該AC-DC變換器進(jìn)行仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。研究結(jié)論如下：該AC-DC 變換器具有高倍升壓能力、功率因數(shù)校正能力以及運(yùn)行安全穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)，解決了現(xiàn)有開關(guān)電感型AC-DC 變換器無法級聯(lián)拓展以獲得更高升壓比以及感量不等時(shí)造成的超高浪涌電壓問題。同時(shí)，感量不等時(shí)大電感出現(xiàn)的恒定電流平臺值得進(jìn)一步思考其應(yīng)用場合。