唐鈞濤 戚志東 裴 進(jìn) 單 梁

基于電荷泵的燃料電池有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器

唐鈞濤 戚志東 裴 進(jìn) 單 梁

（南京理工大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 南京 210094）

高增益DC-DC變換器是燃料電池發(fā)電技術(shù)的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，有利于改善燃料電池小電壓、大電流特性。但是由于傳統(tǒng)Boost變換器存在電壓增益有限、電感電流紋波大、功率器件應(yīng)力高的缺陷，無(wú)法滿足燃料電池發(fā)電系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行的需求。該文提出一種基于電荷泵的燃料電池有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器，將有源網(wǎng)絡(luò)變換器中輸入側(cè)的電感用電荷泵結(jié)構(gòu)代替。該變換器結(jié)合電荷泵電壓倍增能力強(qiáng)和有源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)輸入電流紋波小的優(yōu)勢(shì)，具有電壓增益高、電感電流平均值小、開關(guān)器件電壓/電流應(yīng)力低、魯棒性強(qiáng)的特點(diǎn)。最后搭建一套燃料電池前級(jí)功率變換實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了變換器的高效率與有效性，當(dāng)輸入電壓為20V、輸出電流為1.25A時(shí)，系統(tǒng)整體效率可以達(dá)到94.1%。

燃料電池發(fā)電技術(shù) 高增益DC-DC變換器 有源網(wǎng)絡(luò) 電荷泵

0 引言

隨著工業(yè)化進(jìn)程的不斷推進(jìn)和人口數(shù)量的快速增長(zhǎng)，能源短缺和環(huán)境污染問題成為制約經(jīng)濟(jì)發(fā)展的重要因素，燃料電池發(fā)電技術(shù)因清潔環(huán)保的優(yōu)點(diǎn)獲得廣泛的研究和關(guān)注[1]。但是由于燃料電池具有低電壓、大電流的特性，其輸出電壓通常較低，難以直接接入逆變系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行，需要合適的升壓變換器將燃料電池的輸出電壓抬升到能夠滿足逆變系統(tǒng)正常運(yùn)行所需的等級(jí)[2]。因此，燃料電池前級(jí)高增益DC-DC變換器是目前該領(lǐng)域發(fā)電技術(shù)的研究熱點(diǎn)[3]。

目前，廣大學(xué)者對(duì)DC-DC變換器的研究方向集中于提高變換器的電壓增益和效率、降低輸入輸出電流紋波等方面，根據(jù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特點(diǎn)可以分為隔離型、非隔離型兩大類。隔離型變換器的主電路中通常包含高頻變壓器，可以實(shí)現(xiàn)電氣隔離和高電壓增益。文獻(xiàn)[4]在反激變換器的基礎(chǔ)上引入軟開關(guān)技術(shù)，降低輸入電流紋波、實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通。但是，過高的匝比會(huì)影響變壓器的線性度，增加變壓器的漏感，增大器件的開關(guān)損耗。相比之下，非隔離型DC-DC變換器由于具有體積小、功率密度高等優(yōu)點(diǎn)而受到研究人員的廣泛關(guān)注[5]。

傳統(tǒng)Boost變換器具有電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、控制靈活等優(yōu)點(diǎn)，是目前應(yīng)用最廣泛的變換器，但只有工作在極端占空比時(shí)才可以獲得較高的電壓增益，功率器件損耗較大，導(dǎo)致整體效率偏低[6]。為了獲得高增益、高效率的非隔離型DC-DC變換器，眾多學(xué)者提出了多種提升變換器電壓增益的方法，主要包括級(jí)聯(lián)技術(shù)、交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)以及引入耦合電感單元、開關(guān)電感/開關(guān)電容單元等[7]。

級(jí)聯(lián)技術(shù)能夠通過將兩個(gè)或多個(gè)變換器級(jí)聯(lián)，使系統(tǒng)整體的電壓增益為各級(jí)變換器增益的乘 積[8]。文獻(xiàn)[9]將兩級(jí)變換器的兩個(gè)開關(guān)管整合為一個(gè)，提出二次型Boost變換器，降低了控制難度，但本質(zhì)上依然經(jīng)過兩次變換，傳輸損耗較大。

與單路變換器相比，采用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)的Boost變換器具有更小的輸入電流紋波、更高的電壓增 益[10]。文獻(xiàn)[11]提出一種非對(duì)稱交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC-DC變換器，在二次型Boost電路的基礎(chǔ)上引入開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)，能夠有效降低功率器件的電壓/電流應(yīng)力。文獻(xiàn)[12]將交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)和由二極管、電感、電容組成的電壓倍增單元相結(jié)合，使其在所有功率水平下的整體效率均高于92.1%，在115W時(shí)的最大效率可以達(dá)到96.7%。但是如果要獲得較高的電壓增益，依然需要變換器工作在較大占空比條件下，導(dǎo)通損耗問題較嚴(yán)重。

引入耦合電感也是提升電壓增益的有效方法，與變壓器的工作原理相似，增加耦合電感一次、二次繞組匝比時(shí)能夠獲得較大的電壓增益[13]。文獻(xiàn)[14]在變換器的前級(jí)將耦合電感和電容相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)零輸入電流紋波，在變換器的后級(jí)利用耦合電感倍壓?jiǎn)卧獢U(kuò)展變換器的電壓增益。文獻(xiàn)[15]在傳統(tǒng)Boost變換器中引入無(wú)源零紋波電路降低輸入電流紋波，并通過耦合電感提升電壓增益，電路拓?fù)浜?jiǎn)單且效率較高。文獻(xiàn)[16]將耦合電感單元運(yùn)用于二次型Boost變換器，耦合電感次級(jí)連接倍壓?jiǎn)卧?，不僅提升變換器的電壓增益，也有效降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[17]結(jié)合開關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)和三繞組耦合電感，提出一種軟開關(guān)高效率DC-DC變換器，不但能夠?qū)崿F(xiàn)非極端占空比條件下的高電壓增益，而且耦合電感的引入有利于減少器件數(shù)量，有效降低變換器的導(dǎo)通損耗。但是由于耦合電感漏感的影響，需要使用鉗位電路抑制開關(guān)管關(guān)斷電壓尖峰，增大實(shí)際應(yīng)用的難度[18]。

此外，引入開關(guān)電感/開關(guān)電容單元，通過控制開關(guān)管、二極管的通斷，改變電路中電感、電容的連接方式，也是提升電壓增益的有效方法[19]。文獻(xiàn)[20]在Boost級(jí)聯(lián)變換器的基礎(chǔ)上引入開關(guān)電容技術(shù)，使變換器的整體效率達(dá)到88.75%，通過與開關(guān)電容Boost變換器、傳統(tǒng)二次型Boost變換器進(jìn)行對(duì)比，該變換器能夠?qū)崿F(xiàn)低占空比的高增益變換。文獻(xiàn)[21]分別將傳統(tǒng)交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器、開關(guān)電感單元、開關(guān)電容單元進(jìn)行組合，衍生出一系列非隔離型高增益DC-DC變換器，能夠在實(shí)現(xiàn)較大電壓增益的同時(shí)具有更小的功率器件電壓應(yīng)力。有源網(wǎng)絡(luò)（Active Network, AN）Boost變換器借鑒開關(guān)電感單元并聯(lián)充電、串聯(lián)放電的思想，由兩個(gè)電感和兩個(gè)開關(guān)管構(gòu)成，與開關(guān)電感Boost變換器相比，盡管電壓增益相同，但開關(guān)管電壓應(yīng)力更低[22]。文獻(xiàn)[23]將有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器與開關(guān)電感/開關(guān)電容單元相結(jié)合，能夠?qū)崿F(xiàn)25～35V至400V的高電壓比升壓。與此同時(shí)，電荷泵與開關(guān)電容電路工作原理類似，是一種典型的電壓倍增電路，能夠通過電感/電容并聯(lián)充電、串聯(lián)放電達(dá)到提升電壓增益的目的[24]。文獻(xiàn)[25]將電荷泵結(jié)構(gòu)引入交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中，不僅能夠有效減小輸入電流紋波、降低功率器件電壓應(yīng)力，與傳統(tǒng)開關(guān)電容電路相比，獲得的電壓增益更高。因此，電荷泵結(jié)構(gòu)具有電路簡(jiǎn)單、電壓泵升能力強(qiáng)的特點(diǎn)，適用于燃料電池前級(jí)高增益功率變換場(chǎng)合。

結(jié)合電荷泵電壓倍增能力強(qiáng)和有源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)輸入電流紋波小的特點(diǎn)，本文提出一種基于電荷泵的燃料電池有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器，該變換器具有電壓增益高、電感電流平均值小、開關(guān)器件電壓/電流應(yīng)力低、魯棒性強(qiáng)的特點(diǎn)。首先，從兩個(gè)電感是否存在差值角度分析對(duì)變換器性能的影響，詳細(xì)推導(dǎo)該變換器的穩(wěn)態(tài)/暫態(tài)工作原理；其次，從電壓增益、開關(guān)管電壓應(yīng)力、輸出二極管電壓應(yīng)力、電感電流平均值方面將其與常見升壓變換器進(jìn)行對(duì)比，論述該變換器的優(yōu)越性；然后，在器件選型的基礎(chǔ)上詳細(xì)分析三種輸入情況下系統(tǒng)各部分損耗所占比重及理論效率；最后，搭建了一套燃料電池前級(jí)功率變換實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，進(jìn)一步驗(yàn)證理論分析的正確性與變換器的有效性。

1 變換器拓?fù)浞治?/h2>

1.1 變換器拓?fù)涓攀?/h3>

本文提出的高增益DC-DC變換器拓?fù)渲校捎糜性淳W(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的工作原理和由無(wú)源器件構(gòu)成的開關(guān)電感單元類似，由兩個(gè)電感及兩個(gè)開關(guān)管按照?qǐng)D1所示有源網(wǎng)絡(luò)的連接方式組合而成，利用開關(guān)管的同步通斷，實(shí)現(xiàn)兩個(gè)電感的并聯(lián)充電和串聯(lián)放電，盡管與開關(guān)電感Boost變換器的電壓增益相同，但是開關(guān)管電壓應(yīng)力更小。

圖1 有源網(wǎng)絡(luò)

鑒于電荷泵結(jié)構(gòu)電壓泵升能力強(qiáng)的特點(diǎn)，本文首次在變換器的輸入側(cè)用電荷泵結(jié)構(gòu)代替有源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)中的電感，得到如圖2所示的基于電荷泵的燃料電池有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器，有望實(shí)現(xiàn)在大幅度提高電壓增益的同時(shí)，減小輸入電流紋波，降低功率器件電壓/電流應(yīng)力，更好地滿足燃料電池前級(jí)高增益功率變換的需要。

該變換器中兩個(gè)開關(guān)管采用同步通斷的控制方式，即兩個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷信號(hào)一致，便于控制。

圖2 基于電荷泵的燃料電池有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器

為了簡(jiǎn)化工作原理分析，作如下基本假設(shè)：電路中的所有元器件不考慮寄生參數(shù)的影響，視為理想元器件；電容足夠大，忽略電容上的紋波電容電壓，即在一個(gè)周期內(nèi)保持不變。

1.2 理想狀態(tài)工作模態(tài)分析

該變換器在連續(xù)導(dǎo)通模式（Continous ConductionMode, CCM）和斷續(xù)導(dǎo)通模式（Discontinous Conducion Mode, DCM）下1=2時(shí)的關(guān)鍵波形如圖3所示，s為一個(gè)開關(guān)周期。為了簡(jiǎn)化分析，令

式中，iL1、iL2分別為流過電感L1、L2的電流。

不同工作模態(tài)下變換器的等效電路如圖4所示。

模態(tài)1[0,1]：工作模態(tài)如圖4a所示，在此階段中，開關(guān)管S1、S2導(dǎo)通，電感1、2并聯(lián)且分別被輸入側(cè)電源充電，輸出濾波電容0為負(fù)載提供能量，此外兩個(gè)相同大小的電容1、2由輸入側(cè)電源充電，充電電流為，輸入電流為i。此時(shí)變換器對(duì)應(yīng)的微分方程為

圖4 不同工作模態(tài)下變換器的等效電路

模態(tài)2[1,2]：工作模態(tài)如圖4b所示，在此階段中，開關(guān)管S1、S2關(guān)斷，輸入側(cè)為直流源，電感1、2和電容1、2串聯(lián)為負(fù)載和濾波電容0提供能量。此時(shí)變換器對(duì)應(yīng)的微分方程為

在得到狀態(tài)空間平均方程之前，定義計(jì)算開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的平均電壓和電流為

式中，=u,i分別為電感電壓和電容電流。

根據(jù)電容1、2的安秒平衡原理可知

式中，為開關(guān)管的占空比。

根據(jù)式（2）～式（5），可以得到該變換器理想狀態(tài)下的狀態(tài)空間平均方程為

根據(jù)式（6）可以推導(dǎo)得到該變換器理想狀態(tài)下的電壓增益表達(dá)式為

電路在DCM下有三種工作模態(tài)，其電路工作狀態(tài)如圖4a、圖4b、圖4d所示，其工作原理與CCM類似，變換器在DCM下的電壓增益為

圖5 變換器CCM、DCM分界曲線

1.3 非理想狀態(tài)工作模態(tài)分析

以上的工作模式分析是建立在電感1、2大小完全相等的情況下，然而實(shí)際上受到制作工藝的限制，兩個(gè)電感無(wú)法做到大小完全一致。倘若電感1、2不相等，則變換器的工作模式與電感相等時(shí)存在較大不同。為了簡(jiǎn)化分析，假設(shè)1＜2。

該變換器在CCM下1＜2時(shí)部分器件的電壓、電流波形如圖6所示，圖中，i0為流過輸出電容0的電流。

如果1=2，那么i1在任何時(shí)刻都等于i2，但是當(dāng)1＜2時(shí)，一旦開關(guān)管關(guān)斷，i1＞i2，此時(shí)電感1會(huì)立刻放電，為了滿足基爾霍夫電流定律，二極管VD2被強(qiáng)制打開，從而導(dǎo)致電感2仍在充電，當(dāng)i1=i2時(shí)，此階段結(jié)束，該階段對(duì)應(yīng)的時(shí)間間隔為s（A為0～1之間的一個(gè)常數(shù)）。

圖6 L1＜L2時(shí)CCM下主要波形

模態(tài)1[0,1]：工作模態(tài)如圖4a所示，在此階段中，開關(guān)管S1、S2導(dǎo)通，電感1、2并聯(lián)且被輸入側(cè)直流源充電；電容1、2由直流電源充電，充電電流分別為1、2。由于1＜2，可以得到i1＞i2。此時(shí)變換器對(duì)應(yīng)的微分方程為

模態(tài)2[1,2]：工作模態(tài)如圖4c所示，在此階段中，開關(guān)管S1、S2關(guān)斷，由于i1＞i2，導(dǎo)致二極管VD2前向偏置，電感1開始放電，電感2繼續(xù)充電，直到i1=i2進(jìn)入模態(tài)3。此時(shí)變換器對(duì)應(yīng)的微分方程為

模態(tài)3[2,0+s]：工作模態(tài)如圖4b所示，在此階段中，輸入側(cè)為直流源，電感1、2和電容1、2串聯(lián)為負(fù)載和濾波電容0提供能量。此時(shí)變換器對(duì)應(yīng)的微分方程為

為了簡(jiǎn)化分析，令

根據(jù)電容的庫(kù)倫平衡方程可知

根據(jù)式（9）～式（13），可以得到該變換器非理想狀態(tài)下的狀態(tài)空間平均方程為

同理，根據(jù)式（14）可以推導(dǎo)得到該變換器非理想狀態(tài)下的電壓增益表達(dá)式為

與式（7）相比，電壓增益在電感值不相等時(shí)與理想狀態(tài)時(shí)的表達(dá)式一致。

1.4 系統(tǒng)仿真驗(yàn)證

為了初步評(píng)估該變換器在燃料電池前級(jí)功率變換應(yīng)用場(chǎng)合中的動(dòng)態(tài)性能，本節(jié)通過燃料電池機(jī)理模型進(jìn)行阻性負(fù)載突變仿真驗(yàn)證，燃料電池模型的輸出電壓為10～20V，1=2=47mH，1=2=250mF，0=100mF，0=64W，輸出電壓給定值為80V。

阻性負(fù)載突變仿真波形如圖7所示。0.03s時(shí)，系統(tǒng)從額定負(fù)載變?yōu)?0%額定負(fù)載（加載）；0.06s時(shí)，系統(tǒng)從70%額定負(fù)載變?yōu)轭~定負(fù)載（減載）。

圖7 阻性負(fù)載突變仿真波形

根據(jù)圖7可知，當(dāng)系統(tǒng)處于加載或減載情況下，輸出電壓紋波隨負(fù)載的變化而改變，且輸出電壓/電流能夠在0.005s內(nèi)重新恢復(fù)穩(wěn)定值，初步驗(yàn)證了上述理論分析的準(zhǔn)確性。

2 變換器性能分析

本文提出的變換器與Boost變換器、開關(guān)電容（Switched Capacitor, SC）Boost變換器、開關(guān)電感（Switched Inductor, SL）Boost變換器以及AN- Boost變換器相比，在電壓增益、開關(guān)管電壓應(yīng)力、輸出二極管電壓應(yīng)力、電感電流平均值方面都具有較大的優(yōu)勢(shì)，有利于降低器件損耗，以下將在CCM下進(jìn)行詳細(xì)分析。

2.1 電壓增益

本文提出的變換器和其他一系列升壓變換器的電壓增益對(duì)比曲線如圖8所示。

圖8 電壓增益對(duì)比曲線

根據(jù)圖8可知，本文提出的變換器的電壓增益遠(yuǎn)高于其他四種變換器；當(dāng)占空比=0.8時(shí)，電壓增益達(dá)到10倍以上，具有較大的優(yōu)勢(shì)。

2.2 開關(guān)管電壓應(yīng)力

本文提出的變換器和其他一系列升壓變換器的歸一化開關(guān)管電壓應(yīng)力（s/i）對(duì)比曲線如圖9所示。

圖9 開關(guān)管電壓應(yīng)力對(duì)比曲線

根據(jù)圖9可知，當(dāng)實(shí)現(xiàn)相同的電壓增益比時(shí)，本文提出的變換器與其他升壓變換器相比，開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力最低，當(dāng)電壓增益為10時(shí)，開關(guān)管電壓應(yīng)力僅為輸入電壓的4.3倍，可以有效降低開關(guān)管的開關(guān)損耗。

2.3 輸出二極管電壓應(yīng)力

本文提出的變換器和其他一系列升壓變換器的歸一化輸出二極管電壓應(yīng)力（VD0/i）對(duì)比曲線如圖10所示。

圖10 輸出二極管電壓應(yīng)力對(duì)比曲線

根據(jù)圖10可知，當(dāng)實(shí)現(xiàn)相同的電壓增益比時(shí)，本文提出的變換器與SC-Boost變換器相比存在較大不足，僅在電壓增益小于2時(shí)有一定優(yōu)勢(shì)；但在全電壓增益范圍內(nèi)遠(yuǎn)小于其他三種升壓變換器，當(dāng)電壓增益為10時(shí)，輸出二極管電壓應(yīng)力僅為輸入電壓的9倍，可以有效降低二極管的開關(guān)損耗。

2.4 電感電流平均值

本文提出的變換器和其他一系列升壓變換器的歸一化電感電流平均值（I/o）對(duì)比曲線如圖11所示。

圖11 電感電流平均值對(duì)比曲線

根據(jù)圖11可知，當(dāng)實(shí)現(xiàn)相同的電壓增益比時(shí)，本文提出的變換器與其他升壓變換器相比，流過電感的電流平均值最低，當(dāng)電壓增益為10時(shí)，電感電流平均值僅為輸出電流的4.2倍，有助于降低單個(gè)電感的體積，減小系統(tǒng)成本。

綜上所述，從以上四個(gè)方面與傳統(tǒng)升壓變換器相比，本文提出的變換器具有電壓增益高、電感電流平均值小、功率器件電壓/電流應(yīng)力低的特點(diǎn)，驗(yàn)證了該變換器拓?fù)涞目尚行耘c有效性。

3 器件參數(shù)設(shè)計(jì)及損耗分析

3.1 器件參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1.1 電感

當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，滿足

經(jīng)整理，可得

根據(jù)式（17）計(jì)算，電感1、2均選為47mH；若考慮兩個(gè)電感值的差值對(duì)變換器性能的影響，則選電感1=47mH，電感2=68mH。

3.1.2 電容

當(dāng)電容處于充電過程時(shí)，滿足

經(jīng)整理，可得

根據(jù)式（19）計(jì)算，電容1、2均選擇250mF/ 50V的鋁電解電容，輸出濾波電容0選擇100mF/100V的鋁電解電容。

3.1.3 功率器件

開關(guān)管承受的最大電壓應(yīng)力為

流過開關(guān)管的電流有效值為

二極管承受的最大電壓應(yīng)力為

流過二極管的通態(tài)平均電流為

結(jié)合式（20）～式（23），若考慮一定的裕度，開關(guān)管S1、S2均選擇型號(hào)為IRF3205S的MOS管，其耐壓DS=55V，耐流D=110A；輸出二極管VD0選用型號(hào)為SS56的肖特基二極管，其耐壓RRM= 60V，平均整流電流AV=5A；電荷泵中的二極管VD1、VD2均選擇型號(hào)為MBR1040的肖特基二極管，其耐壓RRM=40V，平均整流電流AV=10A。

基于上述分析過程，實(shí)驗(yàn)條件及選取的元器件參數(shù)見表1。

表1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)計(jì)

Tab.1 Utilized components and parameters of the converter

3.2 損耗分析

為了進(jìn)一步從理論上驗(yàn)證該變換器的有效性，在器件選型的基礎(chǔ)上，本節(jié)將從開關(guān)管、二極管、電容、電感這四個(gè)方面分析系統(tǒng)的理論損耗，并分別計(jì)算10V、15V、20V三種情況下變換器的整體效率。

3.2.1 開關(guān)管損耗

開關(guān)管損耗主要包括導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗兩部分，導(dǎo)通損耗s(con)可以表示為

式中，ds(on)為開關(guān)管的導(dǎo)通電阻；sw(rms)為開關(guān)管電流有效值。

開關(guān)損耗sw分為開通損耗t-on和關(guān)斷損耗t-off兩部分，分別表示為

式中，S1、S2分別為開關(guān)管S1、S2兩端的電壓；S1、S2分別為流過開關(guān)管S1、S2的電流；on和off分別為開關(guān)管的上升時(shí)間和下降時(shí)間；s為一個(gè)開關(guān)周期。

根據(jù)IRF3205S的數(shù)據(jù)手冊(cè)可知，該型號(hào)MOS管的導(dǎo)通電阻ds(on)=8mW，上升時(shí)間為101ns，下降時(shí)間為65ns。

3.2.2 二極管損耗

二極管損耗主要包括導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗兩部分，導(dǎo)通損耗D(con)可以表示為

式中，fwd為正向?qū)▔航担籇(avg)為二極管電流平均值。

此外，由于肖特基二極管的反向恢復(fù)時(shí)間短且反向恢復(fù)電流低，在開關(guān)損耗方面與MOSFET相比較小，因此在理論計(jì)算過程中可以將這一部分損耗忽略[26]。

3.2.3 電容損耗

電容損耗主要由等效串聯(lián)電阻產(chǎn)生，可表示為

式中，ESR為電容等效串聯(lián)電阻；I(rms)為電容電流有效值。

3.2.4 電感損耗

電感損耗主要包括鐵耗和銅耗兩部分，鐵耗Fe可表示為

式中，core為磁心體積；L為磁心單位體積功率 損耗。

銅耗Cu可表示為

式中，R為電感直流電阻；I為電感電流。

根據(jù)功率電感的數(shù)據(jù)手冊(cè)可知，47mH電感的直流電阻R=47mW，68mH電感的直流電阻R=70mW。

3.2.5 理論損耗分析與效率計(jì)算

根據(jù)式（24）～式（29），可以分別得到10V、15V、20V三種情況下四種損耗的理論值，電路理論損耗值與效率計(jì)算結(jié)果見表2。

表2 理論損耗值與效率計(jì)算結(jié)果

Tab.2 Theoretical loss and efficiency calculation results

根據(jù)表2可以分別繪制出10V、15V、20V三種情況下各部分損耗所占比重，如圖12所示?？芍N不同的輸入條件下二極管損耗所占比重最大，隨輸入電壓的升高而不斷增大，且輸入電壓為20V時(shí)二極管損耗所占比重達(dá)到50%以上。此外，根據(jù)表2可知，當(dāng)變換器工作于額定負(fù)載下理論效率值均能保持在90%以上，且輸入電壓為20V時(shí)變換器的理論效率值最高，初步驗(yàn)證了變換器的有效性與高效率。

圖12 三種情況下各部分損耗所占比重

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文搭建了一套燃料電池前級(jí)功率變換實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖13所示。

圖13 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

主拓?fù)涞妮斎攵藢⒏鶕?jù)以下兩種情況選擇合適的輸入源：①當(dāng)驗(yàn)證10V、15V、20V三種情況下器件穩(wěn)態(tài)電壓/電流波形是否與理論波形一致時(shí)，主拓?fù)涞妮斎攵藢⒅苯咏尤胫绷鞣€(wěn)壓源；②當(dāng)驗(yàn)證整個(gè)系統(tǒng)在負(fù)載擾動(dòng)下輸出電壓/電流波形是否滿足設(shè)計(jì)要求時(shí)，主拓?fù)涞妮斎攵藢⒉捎觅|(zhì)子交換膜燃料電池（PEMFC）電堆。

4.1 電感值相等時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

若不考慮兩個(gè)電感值的差值對(duì)變換器性能的影響，即電感1、2均取相同的感值，即47mH。輸入電壓為10V時(shí)額定負(fù)載下的實(shí)驗(yàn)波形如圖14所示，圖14a為占空比控制信號(hào)gs、輸入電壓i、電感電流I1和I2的波形，可以看出，電感電流平均值為4.48A；圖14b為輸出電壓o、MOS管S1的漏源電壓S1、電荷泵二極管VD1的反向壓降VD1以及輸出二極管VD0的反向壓降VD0的波形，可以看出，開關(guān)管S1和二極管VD1在關(guān)斷期間的電壓應(yīng)力為33V，輸出二極管VD0在關(guān)斷期間的電壓應(yīng)力為68V，與理論分析值基本保持一致。

圖14 輸入電壓為10V時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形

輸入電壓為15V或20V時(shí)額定負(fù)載下的實(shí)驗(yàn)波形如圖15所示，圖15a為15V輸入條件下占空比控制信號(hào)gs、MOS管S1的漏源電壓S1、電感電流I1以及輸出二極管VD0的反向壓降VD0的波形，可以看出，電感電流平均值為2.72A，開關(guān)管S1在關(guān)斷期間的電壓應(yīng)力為31V，輸出二極管VD0在關(guān)斷期間的電壓應(yīng)力為64V，與理論分析值基本保持一致；同理，圖15b為20V輸入條件下相關(guān)波形，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論值也基本相同。

圖15 輸入電壓為15V或20V時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形

基于電荷泵的燃料電池有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器的電路參數(shù)理論計(jì)算值和實(shí)驗(yàn)值的對(duì)比見表3，可以看出，當(dāng)燃料電池輸出電壓在10～20V之間變化時(shí)，電路參數(shù)的理論計(jì)算值和實(shí)驗(yàn)值基本相同，只存在較小的誤差。

表3 電路參數(shù)理論計(jì)算值和實(shí)驗(yàn)值的對(duì)比

Tab.3 Comparison between theoretical calculations and experimental values of circuit parameters

4.2 電感值不相等時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

由于在實(shí)際運(yùn)用中，兩個(gè)電感值不可能做到完全相同，為了探究電感值不相等對(duì)系統(tǒng)的影響，取電感1、2分別為47mH、68mH。為了簡(jiǎn)化分析，只考慮輸入電壓為15V的情況，輕載條件下的實(shí)驗(yàn)波形如圖16所示。

根據(jù)圖16可知，盡管電感1、2之間的差值高達(dá)40%，但I1和I2的平均值相差不是很大，意味著該變換器具有較強(qiáng)的魯棒性，對(duì)系統(tǒng)參數(shù)值變化不敏感。

圖16 輸入電壓為15V、電感L1＜L2時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形

4.3 變換器在燃料電池系統(tǒng)中的運(yùn)用

為了凸顯該變換器在燃料電池前級(jí)功率變換應(yīng)用場(chǎng)合中的優(yōu)越性，輸入端將接入PEMFC電堆，并引入阻性負(fù)載擾動(dòng)，分別為阻性負(fù)載從額定負(fù)載變?yōu)?0%額定負(fù)載（加載）以及從70%額定負(fù)載變?yōu)轭~定負(fù)載（減載）的過程，負(fù)載突變時(shí)系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)曲線如圖17所示。

由圖17可知，當(dāng)系統(tǒng)處于重載情況下，紋波隨輸出電流的增大而增大；在加載和減載的過程中，系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)恢復(fù)時(shí)間均在10ms左右，產(chǎn)生的電壓降在3V左右，說明該變換器在電壓?jiǎn)苇h(huán)控制下具有較好的動(dòng)態(tài)性能，與圖7所示的阻性負(fù)載突變仿真波形基本保持一致，進(jìn)一步驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖17 阻性負(fù)載突變實(shí)驗(yàn)波形

此外，電流在0.75～2A之間變化時(shí)系統(tǒng)效率曲線如圖18所示。

圖18 系統(tǒng)效率曲線

由圖18可知，當(dāng)燃料電池輸出電壓（即變換器的輸入電壓）在10～20V之間變化時(shí)，系統(tǒng)的效率均能保持在89%以上，與表2中的理論效率值基本保持相同。當(dāng)變換器的輸入電壓為20V時(shí)，變換器的效率明顯高于其他兩種情況；且輸出電流為1.25A時(shí)，系統(tǒng)的整體效率可以達(dá)到94.1%，進(jìn)一步驗(yàn)證了該變換器的有效性與高效率。

5 結(jié)論

針對(duì)燃料電池小電壓、大電流的特性以及難以直接接入逆變系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行的不足，本文從電壓增益、電感電流紋波、功率器件電壓/電流應(yīng)力方面考慮，結(jié)合電荷泵電壓倍增能力強(qiáng)和有源網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)輸入電流紋波小的特點(diǎn)，提出一種基于電荷泵的燃料電池有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器。本文詳細(xì)分析該變換器的穩(wěn)態(tài)/暫態(tài)工作原理，并考慮兩個(gè)電感值的差值對(duì)變換器性能的影響，通過電路性能對(duì)比、器件損耗分析和一套燃料電池前級(jí)功率變換實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的驗(yàn)證可以看出，該變換器電壓增益高、電感電流平均值小、開關(guān)器件電壓/電流應(yīng)力低、抗干擾能力強(qiáng)，且當(dāng)輸入電壓為20V、輸出電流為1.25A時(shí)，系統(tǒng)整體效率可以達(dá)到94.1%，具有不可比擬的優(yōu)勢(shì)，適用于燃料電池前級(jí)高增益功率變換場(chǎng)合。

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An Active Network DC-DC Boost Converter with a Charge Pump Employed in Fuel Cells

（School of Automation Nanjing University of Science and Technology Nanjing 210094 China）

The DC-DC converter with high step-up voltage gain plays an important role in fuel cell power generation technology, which has become an effective measure to improve fuel cells’ low-voltage and high-current characteristics. However, the traditional Boost converter cannot satisfy the requirements of grid-connected operation of fuel cell power generation systems due to its disadvantages of limited voltage gain, large inductor current ripple, and high-power device stress. In this paper, by replacing the inductors on the input side of the active network converter (small input current ripple) with a charge pump structure (strong voltage multiplication ability), an active network DC/DC Boost converter with a charge pump is put forward, which has high step-up voltage gain, small inductor current, low voltage/current stress on power devices, and strong robustness. Then, an experimental prototype of fuel cell front stage power conversion is established to verify the effectiveness and high efficiency of the proposed converter. When the input voltage is 20V and the output current is 1.25A, the overall efficiency of the system can reach about 94.1%.

Fuel cell power generation technology, DC-DC converters with high step-up voltage gain, active network, charge pump

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201473

TM46

唐鈞濤 男，1997年生，碩士研究生，主要研究方向?yàn)榉歉綦x型高增益DC-DC變換器。E-mail: 2484732155@qq.com

戚志東 男，1976年生，副教授，碩士生導(dǎo)師，主要研究方向?yàn)槿剂想姵亟Ｅc控制、燃料電池發(fā)電技術(shù)。E-mail: qizhidong@sina.com（通信作者）

國(guó)家自然科學(xué)基金（61374153）和江蘇省自然科學(xué)基金（BK20191286）資助項(xiàng)目。

2020-11-06

2021-03-01

（編輯 陳 誠(chéng)）