蘇勛文, 安鵬宇, 王浠再, 盧宸賜
(黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院, 哈爾濱 150022)
隨著風(fēng)能的利用率不斷提高,風(fēng)力發(fā)電以其獨(dú)特的優(yōu)勢(shì)得到迅速發(fā)展。伴隨電網(wǎng)中新能源接入數(shù)量的增加,架設(shè)更多更長(zhǎng)的輸電線路會(huì)向電網(wǎng)中引入大量線路阻抗,使電網(wǎng)逐漸呈現(xiàn)出弱網(wǎng)特性[1-3],風(fēng)電場(chǎng)阻抗與電網(wǎng)阻抗的相互影響導(dǎo)致系統(tǒng)失穩(wěn),為解決這一問題,高本鋒[4]、宋瑞華[5]和蘇田宇[6]提出調(diào)整控制器參數(shù)法、附加阻尼法與配置機(jī)網(wǎng)側(cè)阻尼控制等多種方法改善風(fēng)電并網(wǎng)后系統(tǒng)的運(yùn)行穩(wěn)定性。Cespedes等[7]指出可通過(guò)更改附加的濾波裝置實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行,但采用單電感濾波器需要較大電感值的電感,其濾波器成本高、體積大且動(dòng)態(tài)性能差,已經(jīng)不符合大規(guī)模風(fēng)電并網(wǎng)的需求[8-9],通過(guò)LCL型濾波器能夠選取較小的電感實(shí)現(xiàn)同樣的濾波效果[10]。Wen等[11]給出了阻抗法的單電感型濾波器的并網(wǎng)逆變器阻抗模型,其濾波電感值較大。夏丹妮[12]指出了通過(guò)阻抗法的基于LC型并網(wǎng)逆變器的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)阻抗模型,其小信號(hào)模型未考慮電容電流支路。
為了進(jìn)一步提高并網(wǎng)穩(wěn)定性,減小直驅(qū)風(fēng)電機(jī)并網(wǎng)成本,筆者以阻抗法的LCL逆變器型直驅(qū)風(fēng)電機(jī)為研究對(duì)象,綜合鎖相環(huán)、電流內(nèi)環(huán)與功率外環(huán)的特性,在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下推導(dǎo)其等效阻抗模型,通過(guò)廣義奈奎斯特判據(jù)分析部分參數(shù)對(duì)穩(wěn)定性的影響。
直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電機(jī)原理如圖1所示。
圖1 直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電機(jī)原理Fig. 1 Schematic diagram of PMSG
直驅(qū)風(fēng)電機(jī)由風(fēng)輪、發(fā)電機(jī)、變流器及其控制系統(tǒng)組成。在整個(gè)直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電機(jī)運(yùn)行時(shí),可以忽略風(fēng)輪、軸系產(chǎn)生的機(jī)械振蕩,將風(fēng)輪、發(fā)電機(jī)和發(fā)電機(jī)側(cè)變流器通過(guò)戴維寧定理等效為一個(gè)直流電壓源,通過(guò)調(diào)整電壓值的大小實(shí)現(xiàn)控制功率的大小[8,12]。
直驅(qū)風(fēng)電機(jī)網(wǎng)側(cè)逆變器的主電路結(jié)構(gòu)如圖2所示,其中,Udc為直流電壓穩(wěn)態(tài)值,Cdc為直流電壓母線穩(wěn)壓電容,S1~S6為反并聯(lián)自關(guān)斷二極管,Lf1、Lf2和Cf分別為L(zhǎng)CL濾波器的濾波電感與濾波電容,Rf1、Rf2和RC分別為L(zhǎng)CL濾波器上濾波電感與濾波電容上的寄生電阻,Lg為網(wǎng)側(cè)電感,Rg為網(wǎng)側(cè)電感上的寄生電阻,ea、eb和ec分別為網(wǎng)側(cè)三相電壓。
圖2 網(wǎng)側(cè)逆變器的主電路拓?fù)銯ig. 2 Topology of three-phase LCL grid-connected inverter
為了從并網(wǎng)點(diǎn)處得到整個(gè)系統(tǒng)的阻抗模型,需要先得到其傳遞函數(shù),根據(jù)圖2所示結(jié)構(gòu)進(jìn)行派克變換,得到在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(dq坐標(biāo)系)下的小信號(hào)模型,如圖3所示。
圖3 qd兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的小信號(hào)模型Fig. 3 Small-signal model of LCL inverter in qd frame
圖3中,Dsd、Dsq、dsd和dsq分別表示在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下主電路電壓的穩(wěn)態(tài)值與擾動(dòng)值,udc為直流電壓擾動(dòng)值,isd、isdc和usd,isq、isqc和usq分別表示兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸與q軸并網(wǎng)點(diǎn)電流擾動(dòng)值、電容支路電流擾動(dòng)值和并網(wǎng)點(diǎn)電壓擾動(dòng)值。
由圖3可以看到
對(duì)于開環(huán)輸出阻抗Zout,可以令dsd、dsq和udc為0,則有
(1)
Lf=Lf1+Lf2,
Rf=Rf1+Rf2,
式中:GRL——LCL濾波器阻抗傳遞函數(shù)矩陣;
GR1——LCL濾波器逆變電路側(cè)阻抗傳遞函數(shù)矩陣;
Lf——LCL濾波器等效電感;
Rf——LCL濾波器等效電阻。
對(duì)于開環(huán)主電路占空比到并網(wǎng)點(diǎn)電流的傳遞函數(shù)Gid,可以令usd、usq和udc為0,則
(2)
式中,Gdc——dq坐標(biāo)系下直流電壓穩(wěn)態(tài)值的傳遞函數(shù)矩陣。
根據(jù)基爾霍夫電壓定律,并網(wǎng)點(diǎn)處電壓擾動(dòng)關(guān)系為
(3)
式中:GR2——LCL濾波器網(wǎng)側(cè)阻抗傳遞函數(shù)矩陣;
GC——LCL濾波器電容支路阻抗傳遞函數(shù)矩陣。
將式(3)分別代入式(1)和(2),可以得到并網(wǎng)點(diǎn)電壓到并網(wǎng)點(diǎn)電流的傳遞函數(shù)為
占空比到并網(wǎng)點(diǎn)電流的傳遞函數(shù)為
此時(shí),開環(huán)情況下的主電路傳遞函數(shù)如圖4所示。其中,us為主電路中的電壓擾動(dòng)值,is為主電路電流擾動(dòng)值,ds為主電路占空比擾動(dòng)值。
圖4 開環(huán)主電路傳遞函數(shù)Fig. 4 Inverter power stage model with open loop
在并網(wǎng)逆變器的控制策略中,通過(guò)鎖相環(huán)(PLL)獲取控制系統(tǒng)與電網(wǎng)系統(tǒng)的相位信息,使并網(wǎng)逆變器與電網(wǎng)同步。而鎖相環(huán)內(nèi)部使用PI控制器進(jìn)行控制,原理如圖5所示。圖中,ua、ub和uc分別為鎖相環(huán)采樣點(diǎn)處的三相電壓,ud和uq分別為經(jīng)過(guò)派克變換后的d軸和q軸電壓,θPLL為主電路系統(tǒng)與控制系統(tǒng)間在擾動(dòng)存在時(shí)的相位差。
圖5 鎖相環(huán)原理Fig. 5 Principle of PLL
主電路系統(tǒng)與控制系統(tǒng)間在擾動(dòng)存在時(shí)的相位差θPLL可以定義為
(4)
式中:KpP——鎖相環(huán)PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù);
KiP——鎖相環(huán)PI調(diào)節(jié)器積分系數(shù)。
當(dāng)電網(wǎng)側(cè)出現(xiàn)擾動(dòng)時(shí),電網(wǎng)與控制系統(tǒng)就會(huì)出現(xiàn)相位差,兩坐標(biāo)系之間的相位關(guān)系矩陣為
(5)
由于擾動(dòng)量導(dǎo)致的相位變化很小,因此,可以將cosθPLL≈1,sinθPLL≈θPLL,則式(5)為
主電路與控制電路的關(guān)系為
(6)
式中:ucd——控制電路中d軸擾動(dòng)值;
ucq——控制電路中q軸擾動(dòng)值;
Usd——主電路中d軸電壓穩(wěn)態(tài)值;
Usq——主電路中q軸電壓穩(wěn)態(tài)值。
聯(lián)立式(4)和(6),可得
θPLL=GPLLusq,
式(6)可以變?yōu)?/p>
因此,可以得到主電路電壓、電流和占空比到控制電路電壓、電流和占空比的傳遞函數(shù)矩陣
式中:Isd——主電路中d軸電流穩(wěn)態(tài)值;
Isq——主電路中q軸電流穩(wěn)態(tài)值;
Dsd——主電路中d軸占空比穩(wěn)態(tài)值;
Dsq——主電路中q軸占空比穩(wěn)態(tài)值;
GPLL——鎖相環(huán)傳遞函數(shù)矩陣。
含鎖相環(huán)的主電路控制模型如圖6所示。圖中,ic為控制電路電流擾動(dòng)值,dc為控制電路占空比擾動(dòng)值。
圖6 含鎖相環(huán)的主電路傳遞函數(shù)Fig. 6 Main system tramsfer function with PLL
此時(shí)的輸出阻抗為
除了通過(guò)鎖相環(huán)對(duì)直驅(qū)風(fēng)電機(jī)系統(tǒng)的并網(wǎng)進(jìn)行控制,還通過(guò)電流內(nèi)環(huán)和功率外環(huán)兩個(gè)環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的控制。在電流內(nèi)環(huán)中,通過(guò)一個(gè)PI調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)對(duì)電流的控制,電流內(nèi)環(huán)控制矩陣為
式中:KPi——電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù);
KIi——電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器積分系數(shù)。
在系統(tǒng)通過(guò)派克變換從三相靜止坐標(biāo)系到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的變換后,電流內(nèi)環(huán)還會(huì)存在正負(fù)序電流的耦合,因此,還需要加入解耦矩陣:
含鎖相環(huán)與電流內(nèi)環(huán)的主電路控制模型如圖7所示。圖中,iref為電流參考值。由于該模型為小信號(hào)模型,為了盡可能減小使擾動(dòng)值,故將電流參考值設(shè)為0。
圖7 含鎖相環(huán)與電流環(huán)的主電路傳遞函數(shù)Fig. 7 Main system oransfer function with PLL and current control
此時(shí),輸出阻抗為
式中,E——二階單位矩陣。
為了實(shí)現(xiàn)對(duì)電流內(nèi)環(huán)中的參考電流進(jìn)行更加準(zhǔn)確的控制,現(xiàn)選擇在電流內(nèi)環(huán)的控制器之前加入功率外環(huán),確保逆變器產(chǎn)生正確的無(wú)功功率和有功功率。在控制電路的兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中,有功功率與無(wú)功功率的表達(dá)式為
(7)
式中:P——有功功率;
Q——無(wú)功功率;
icd——控制電路中d軸電流穩(wěn)態(tài)值;
icq——控制電路中q軸電流穩(wěn)態(tài)值;
ucd——控制電路中d軸電壓穩(wěn)態(tài)值;
ucq——控制電路中q軸電壓穩(wěn)態(tài)值。
當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí),通過(guò)對(duì)式(7)進(jìn)行線性化可以得到:
式中:GiPQ——電流到功率的傳遞函數(shù)矩陣;
GvPQ——電壓到功率的傳遞函數(shù)矩陣;
Isd——主電路中d軸電流穩(wěn)態(tài)值;
Isq——主電路中q軸電流穩(wěn)態(tài)值;
Usp——主電路中d軸電壓穩(wěn)態(tài)值;
Usq——主電路中q軸電壓穩(wěn)態(tài)值。
功率外環(huán)的PI控制器傳遞函數(shù)矩陣為
式中:KpPQ——功率外環(huán)PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù);
KiPQ——功率外環(huán)PI調(diào)節(jié)器積分系數(shù)。
含鎖相環(huán)、電流內(nèi)環(huán)與功率外環(huán)的主電路控制模型如圖8所示,Pref、Qref為有功功率與無(wú)功功率參考值,與電流參考值選取目的一致,故設(shè)為0。
圖8 含鎖相環(huán)電流環(huán)和功率環(huán)的主電路傳遞函數(shù)Fig. 8 Small-signal model with PLL, current and power control
此時(shí)的輸出阻抗為
在傳統(tǒng)的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)并網(wǎng)中,采用單個(gè)電感進(jìn)行濾波。為了更加優(yōu)異的并網(wǎng)效果,需要不斷增加電感值的大小,隨著電感大小的增加,電網(wǎng)強(qiáng)度便會(huì)隨之下降,導(dǎo)致系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能同步降低。將通過(guò)對(duì)比單電感型濾波器和LCL型濾波器在直驅(qū)風(fēng)電機(jī)并網(wǎng)中的實(shí)際效果。
根據(jù)圖2所示的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)并網(wǎng)側(cè)電路結(jié)構(gòu),其基爾霍夫電壓方程為
(8)
式中:if1——濾波器逆變器側(cè)電感電流值;
if2——濾波器網(wǎng)側(cè)電感電流值;
uc——濾波器電容支路電壓值;
uinv——逆變器輸出電壓值;
uR1——濾波器逆變器側(cè)電感寄生電阻值;
uR2——濾波器網(wǎng)側(cè)電感寄生電阻值;
eg——并網(wǎng)側(cè)電壓值。
為了簡(jiǎn)化計(jì)算,忽略濾波器寄生電阻,對(duì)式(8)進(jìn)行拉普拉斯變換可得,逆變器輸出電壓到并網(wǎng)電流的傳遞函數(shù)為
(9)
由式(9)可知,傳遞函數(shù)HLCL的分母不含二次項(xiàng),此時(shí),系統(tǒng)易受到尖峰諧振的干擾,現(xiàn)通過(guò)在電容支路添加一個(gè)電阻RC,獲得新的傳遞函數(shù)矩陣為
同理,可以得到單電感濾波器的逆變器輸出電壓到并網(wǎng)電流傳遞函數(shù)為
在Matlab/Simulink中對(duì)上述三種情況下的幅頻特性分析結(jié)果如圖9所示,單濾波電感濾波器的電感值為3 mH,LCL型濾波器電感值為0.3 mH。含電容支路電阻的LCL型濾波器電感值為0.3 mH。
從圖9可以看出,三種濾波器具有相近的濾波效果,對(duì)于電容支路不含電阻的LCL型濾波器,在某一特定頻率下會(huì)出現(xiàn)尖峰,造成系統(tǒng)失穩(wěn),在引入電容支路電阻后,尖峰得到抑制,保證系統(tǒng)能夠在高頻段下穩(wěn)定運(yùn)行。
圖9 濾波器幅頻特性波德圖Fig. 9 Bode of filters amplitude frequency characteristics
單電感型濾波器與LCL型濾波器進(jìn)行對(duì)比如圖10所示。
圖10 直驅(qū)風(fēng)電機(jī)輸出阻抗模型的波德圖Fig. 10 Bode of impedences with different filters
由于dq、qd分量的幅值與相位趨勢(shì)與dd、qq軸相近,故僅對(duì)dd與qq軸,通過(guò)其波德圖分析穩(wěn)定性。由于在相同控制模式與控制參數(shù)下,單電感濾波器需要更大值的電感才能保證系統(tǒng)穩(wěn)定,將LCL型濾波器的電感值調(diào)整至單電感型濾波器相同值,通過(guò)Matlab/Simulink搭建不同濾波器下的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)模型,由圖10可以看到,在1到100 Hz內(nèi),無(wú)論d軸q軸的曲線都有較高程度的擬合;在100到1000 Hz內(nèi),dq分量和qq分量的負(fù)序范圍都有明顯增大,其中,電容支路不串接電阻的LCL型濾波器變化尤為明顯,這種情況下系統(tǒng)極易失穩(wěn),電容支路串接電阻的LCL濾波器對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定效果更優(yōu),可以保證直驅(qū)風(fēng)電機(jī)系統(tǒng)并網(wǎng)的穩(wěn)定性需求。
由于在風(fēng)電并網(wǎng)中,電網(wǎng)顯感性,呈現(xiàn)弱電網(wǎng)狀態(tài),控制器參數(shù)會(huì)對(duì)并網(wǎng)穩(wěn)定性產(chǎn)生不可忽略的影響。為了探究不同控制器參數(shù)下的LCL型并網(wǎng)逆變器的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)系統(tǒng)的穩(wěn)定性,通過(guò)廣義奈奎斯特判據(jù)(GNC)進(jìn)行論證。需要建立直驅(qū)風(fēng)電機(jī)輸出阻抗模型與網(wǎng)側(cè)阻抗模型的回比矩陣N(s),根據(jù)廣義奈奎斯特判據(jù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的判別依據(jù),當(dāng)回比矩陣N(s)的GNC曲線圍繞(-1,j0)點(diǎn)時(shí),系統(tǒng)失穩(wěn),出現(xiàn)振蕩的風(fēng)險(xiǎn)加大;反之,系統(tǒng)穩(wěn)定[12-13]。關(guān)系式為
(10)
式中:Zg(s)——電網(wǎng)等效阻抗矩陣;
ZPMSG(s)——直驅(qū)風(fēng)電機(jī)等效阻抗矩陣;
Rg——電網(wǎng)等效電阻;
Lg——電網(wǎng)等效電感。
主電路仿真參數(shù):PN為2 MW,Uabc為690 V,Lf1為0.8 mH,Lf2為0.8 mH,Cf為20 μF,Cdc為4 700 μF,Udc為1 200 V和Lg為0.6 mH??刂齐娐穮?shù):KpP為40,KiP為180,KpPQ為0.5,KiPQ為2,KPi為0.6,KIi為35。
由于電網(wǎng)阻抗與主電路的各項(xiàng)參數(shù)會(huì)產(chǎn)生耦合現(xiàn)象,電網(wǎng)等效電感值越大,弱網(wǎng)特性越明顯[12,14],對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行的狀態(tài)影響越大。穩(wěn)定運(yùn)行下的回比矩陣廣義奈奎斯特圖如圖11所示。電網(wǎng)電感分別為0.5、1.0與1.5 mH時(shí)的奈奎斯特圖見圖12。
圖11 穩(wěn)定時(shí)的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)奈奎斯特圖Fig. 11 GNC plots in stable case
圖12 不同電網(wǎng)電感的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)奈奎斯特圖Fig. 12 GNC plots with different grid inductance
由圖11、12可見,此時(shí)曲線沒有包圍穩(wěn)定判別點(diǎn)(-1,j0),文中均將采用局部放大圖對(duì)穩(wěn)定性進(jìn)行分析。在直驅(qū)風(fēng)電機(jī)系統(tǒng)并網(wǎng)時(shí),線路上的寄生電阻較小,電網(wǎng)強(qiáng)弱主要受線路上的電感影響。通過(guò)圖12可見,當(dāng)電網(wǎng)強(qiáng)度變?nèi)?,即電網(wǎng)電感逐漸增大,由0.5 mH增大至1.5 mH時(shí),紅色實(shí)線逐漸包圍穩(wěn)定判別點(diǎn)。根據(jù)廣義奈奎斯特穩(wěn)定性判據(jù),系統(tǒng)從穩(wěn)定狀態(tài)過(guò)渡到了不穩(wěn)定狀態(tài),如果繼續(xù)增加電網(wǎng)電感,系統(tǒng)將出現(xiàn)不可抑制的振蕩。
通過(guò)將討論鎖相環(huán)比例系數(shù)與電流環(huán)比例系數(shù)對(duì)系統(tǒng)的影響。電網(wǎng)電感為0.5 mH,鎖相環(huán)比例系數(shù)分別為40、80、120時(shí)的奈奎斯特曲線如圖13所示。
圖13 不同鎖相環(huán)比例系數(shù)的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)奈奎斯特圖Fig. 13 GNC plots with different proportionality coefficient of PLL
與不同濾波器的波德圖反映出的結(jié)果近似,由于在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(dq坐標(biāo)系)中推導(dǎo)的阻抗模型已計(jì)及解耦,因此dq與qd兩個(gè)通道的耦合分量在不同鎖相環(huán)比例系數(shù)下的波德圖顯示出的變化趨勢(shì)與dd與qq分量近似,故在這里僅展示dd分量的幅值與相位和qq分量的幅值與相位。由圖13可見,鎖相環(huán)比例系數(shù)從40到120變化時(shí)對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響不大。
為了保證結(jié)論的正確性,結(jié)合不同比例系數(shù)下的波德圖進(jìn)行判定,如圖14所示。
圖14 不同鎖相環(huán)比例系數(shù)的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)波德圖Fig. 14 Bode of PMSG impedance with different proportionality coefficient of PLL
由圖14可見,綜合不同鎖相環(huán)比例系數(shù)的奈套斯特圖與波德圖,不同鎖相環(huán)比例系數(shù)下,曲線相差近似,沒有曲線在負(fù)序范圍內(nèi)有較大變化,因此,可以斷定,鎖相環(huán)比例系數(shù)從40變化到80,再變化到120時(shí)對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響不大。
電網(wǎng)電感為0.5 mH,鎖相環(huán)比例系數(shù)為40,電流內(nèi)環(huán)比例系數(shù)分別為0.6、0.4和0.2時(shí)的奈奎斯特曲線如圖15所示。
圖15 不同電流內(nèi)環(huán)比例系數(shù)的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)奈奎斯特圖Fig. 15 GNC plots with different integral coefficient of current loop
由圖15可見,電流內(nèi)環(huán)比例系數(shù)從0.6減小到0.2后,廣義奈奎斯特曲線中藍(lán)色線逐漸包圍穩(wěn)定判別點(diǎn),系統(tǒng)從穩(wěn)定狀態(tài)逐漸過(guò)渡到不穩(wěn)定狀態(tài),如果繼續(xù)減小電流內(nèi)環(huán)的比例系數(shù),系統(tǒng)將失穩(wěn)振蕩。
運(yùn)用了阻抗分析法建立了基于LCL型并網(wǎng)逆變器的直驅(qū)風(fēng)電機(jī)的等效數(shù)學(xué)模型,推導(dǎo)了直驅(qū)風(fēng)電機(jī)的小信號(hào)阻抗公式,在Matlab/Simulink中分別分析了直驅(qū)風(fēng)電機(jī)并網(wǎng)濾波器的幅頻特性,以及不同并網(wǎng)逆變器、濾波器的穩(wěn)定性。
(1)并網(wǎng)逆變器應(yīng)用于直驅(qū)風(fēng)電機(jī)并網(wǎng)時(shí),電感值為3 mH的單電感濾波器才能與電感值為0.3 mH 的LCL型濾波器達(dá)到相同的穩(wěn)定效果,在選擇電感值為0.3 mH的濾波電感時(shí),LCL型濾波器的濾波效果更穩(wěn)定。
(2)當(dāng)電網(wǎng)電感由0.5 mH增大至1.5 mH及電流環(huán)比例系數(shù)由0.6減小至0.2時(shí),直驅(qū)風(fēng)電機(jī)系統(tǒng)的奈奎斯特曲線逐漸包圍穩(wěn)定判別點(diǎn)(-1,j0),說(shuō)明系統(tǒng)穩(wěn)定性開始下降。
(3)鎖相環(huán)比例系數(shù)由40增大至120時(shí),奈奎斯特曲線始終未包圍判別點(diǎn),對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性影響不大。由此可見,直驅(qū)風(fēng)電機(jī)系統(tǒng)并網(wǎng)的過(guò)程中應(yīng)選取合適的控制參數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。