吳偉亮 ，楊合民 ，楊海英 ，簡優(yōu)宗

（1.南瑞集團(tuán)（國網(wǎng)電力科學(xué)研究院）有限公司，江蘇 南京 211106；2.國電南瑞科技股份有限公司，江蘇 南京 211106）

電勵磁同步電機(jī)具有調(diào)速范圍寬、過載能力強(qiáng)、功率因數(shù)可調(diào)等優(yōu)點(diǎn)[1-2]，在軋鋼機(jī)、提升機(jī)、風(fēng)機(jī)、火電、水電以及船舶推進(jìn)器等大功率場合廣泛應(yīng)用。在電勵磁同步電機(jī)優(yōu)良的控制系統(tǒng)中，一般需要光電編碼器等傳感設(shè)備檢測電機(jī)轉(zhuǎn)速作為轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的反饋值，由于傳感設(shè)備成本高、安裝精度無法保證及惡劣環(huán)境影響測量速度精確性等原因[3-4]，異步電機(jī)和永磁同步電機(jī)的無速度傳感器控制技術(shù)被大量學(xué)者研究[5-9]。

本文設(shè)計(jì)一種兩電平背靠背式電壓源型變頻器，整流側(cè)和逆變側(cè)均采用三相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用IF控制和滑模觀測器組合的無速度傳感器矢量控制策略，控制電勵磁同步電機(jī)變頻啟動與調(diào)速性能。

1 主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為電勵磁同步電機(jī)與變頻器的主回路結(jié)構(gòu)，包括電網(wǎng)電壓采樣單元、輸入接觸器KM1、輸入電抗器Lg、網(wǎng)側(cè)電流采樣單元、預(yù)充電接觸器KM2、預(yù)充電電阻 R1～R3、不控整流器、PWM 整流器、直流支撐電容C1、直流電壓采樣單元、PWM逆變器、定子電流采樣單元、輸出電抗器Ls、輸出接觸器KM3、定子電壓采樣單元、電勵磁同步電機(jī)、轉(zhuǎn)子側(cè)勵磁裝置等。其中輸入側(cè)電抗選用1 mH，用來濾除PWM調(diào)制策略產(chǎn)生的高次電流諧波；直流支撐電容選用2.5 mF薄膜電容，用來緩沖整流器與逆變器之間的能量交換，穩(wěn)定直流母線電壓，防止因負(fù)載的突變造成直流母線電壓大幅度波動，并抑制直流側(cè)諧波電壓，輸出電抗選用200 μH，用來減小高頻共模和高頻差模電壓變化du/dt對電機(jī)的影響。圖1中uga，ugb，ugc為輸入三相電網(wǎng)電壓；ia，ib，ic為PWM整流器的輸入三相電流；Udc為直流母線電壓；usa，usb，usc為三相定子電壓；isa，isb，isc為三相定子電流；if為轉(zhuǎn)子繞組勵磁電流。

圖1 電勵磁同步電機(jī)與變頻器的主回路結(jié)構(gòu)圖Fig.1 The main circuit structure diagram of electrically excited synchronous motor and converter

2 控制原理

2.1 網(wǎng)側(cè)控制原理

網(wǎng)側(cè)控制原理主要是PWM整流器的控制。整流器用于控制直流母線電壓Udc，主要采用鎖相環(huán)技術(shù)將電網(wǎng)電壓矢量定向到d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸上。根據(jù)整流器數(shù)學(xué)模型推導(dǎo)出實(shí)際的控制電壓如下式所示：

PWM整流器d-q同步坐標(biāo)系下的雙閉環(huán)控制原理圖如圖2所示。

圖2 PWM整流器的雙閉環(huán)控制原理圖Fig.2 The schematic diagram of double closed loop control for PWM rectifier

2.2 機(jī)側(cè)控制原理

機(jī)側(cè)控制原理主要是PWM逆變器的控制。逆變器用于控制電勵磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩。本文采用IF控制和滑模觀測器控制組合的無速度傳感器控制方法來控制電勵磁同步電機(jī)變頻啟動與運(yùn)行，如圖3所示。

圖3 IF控制和滑模觀測器控制組合的無速度傳感器控制Fig.3 Speed sensorless control based on combination of IF control and SMO control

圖3中控制策略選擇包括兩種方案。方案一為低速段采用電流閉環(huán)，開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角的IF控制；中高速段采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)，電流閉環(huán)，及開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角的雙閉環(huán)控制。方案二為低速段采用電流閉環(huán)，開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角的IF控制；中高速段采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)，電流閉環(huán)，及滑模觀測器和鎖相環(huán)估算的轉(zhuǎn)子位置角的雙閉環(huán)控制。

2.2.1 IF控制

電勵磁同步電機(jī)低速運(yùn)行時，采用反電動勢估算轉(zhuǎn)子位置不夠精確，電機(jī)啟動成功率較低，因此在低速區(qū)采用轉(zhuǎn)速開環(huán)、電流閉環(huán)的IF控制，包括初始位置估算階段和加速階段。

電機(jī)靜止時刻，定子三相繞組因轉(zhuǎn)子通入勵磁電流而產(chǎn)生磁鏈，磁鏈表達(dá)式為

式中：Ψa，Ψb，Ψc為勵磁電流在定子三相繞組中產(chǎn)生的磁鏈；M為定、轉(zhuǎn)子繞組之間的互感；θ為轉(zhuǎn)子位置角。

定子三相感應(yīng)電動勢ea，eb，ec為

對定子三相感應(yīng)電動勢進(jìn)行Clark變換：

對感應(yīng)電動勢eα，eβ積分，可求出轉(zhuǎn)子磁鏈Ψα，Ψβ表達(dá)式如下：

轉(zhuǎn)子初始位置角度θ0表達(dá)式如下：

加速階段根據(jù)轉(zhuǎn)子的運(yùn)行方程：

得到轉(zhuǎn)子位置角度：

式中：J為機(jī)組轉(zhuǎn)動慣量；Te為變頻器提供的驅(qū)動力矩；TL為機(jī)組阻力矩；np為電機(jī)極對數(shù)。

2.2.2 滑模觀測器控制

滑模觀測器（SMO）是通過獲取的反電動勢計(jì)算出電機(jī)的轉(zhuǎn)速和位置信息。為便于應(yīng)用SMO來觀測擴(kuò)展反電動勢，推導(dǎo)出電機(jī)電流的狀態(tài)方程的形式為

式中：usα，usβ為定子電壓α，β軸分量；isα，isβ為定子電流α，β軸分量；Esα，Esβ為擴(kuò)展反電動勢 α，β軸分量。

為了獲得擴(kuò)展反電動勢的估計(jì)值，傳統(tǒng)SMO的設(shè)計(jì)為

將式（10）和式（12）作差，可得定子電流的誤差方程為

由于滑模控制伴隨著高頻抖振，因此估算反電動勢存在高頻抖振現(xiàn)象，基于反正切函數(shù)的轉(zhuǎn)子位置估算方法會將抖振直接引入運(yùn)算中，導(dǎo)致這種高頻抖振的誤差被放大，進(jìn)而造成較大的角度誤差。

本文采用鎖相環(huán)系統(tǒng)來提取轉(zhuǎn)子位置信息，如圖4所示。

圖4 滑模觀測器與鎖相環(huán)估算轉(zhuǎn)子位置角Fig.4 Estimation of rotor position angle by SMO and phase locked loop

估算反電動勢的偏差值如下式所示：

2.2.3 IF控制切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制

方案一的切換過程為當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到切換門限值，IF控制直接切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，切換后仍采用自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角。由于自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角與實(shí)際轉(zhuǎn)子位置角存在一定的角度差，因此即使切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，功率因數(shù)仍然較低，要產(chǎn)生同樣的電磁轉(zhuǎn)矩則需要更大的定子電流。所以切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)后，需要采用準(zhǔn)確估算的轉(zhuǎn)子位置角度。

方案二的切換過程為當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到切換門限值，通過減小定子電流的q軸分量isq，使得估算的轉(zhuǎn)子位置角與自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角之間的角度差Δθ在功角調(diào)整過程中會不斷減小，當(dāng)Δθ縮小至0，將IF控制切換至轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，切換后轉(zhuǎn)子位置角采用滑模觀測器和鎖相環(huán)估算的轉(zhuǎn)子位置角。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

本文對上述所述方案一、方案二2種控制策略進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，并對實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行了對比分析。

3.1 實(shí)驗(yàn)波形

本實(shí)驗(yàn)平臺主要包括1套背靠背式電壓源型變頻器、1臺電勵磁同步電機(jī)、1套勵磁裝置。其中電壓源型變頻器額定電壓380 V，額定功率50 kV·A；電勵磁同步電機(jī)銘牌參數(shù)為額定功率93.8 kV·A，額定頻率50 Hz，額定轉(zhuǎn)速1 500r/min，額定電壓400 V，額定定流135 A，額定勵磁電壓90 V，額定勵磁電流17 A；勵磁裝置提供最大勵磁電流為60 A。

圖5、圖6分別為采用方案一、方案二2種控制策略時IF控制切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制過程的實(shí)驗(yàn)波形。

圖5 采用方案一時IF控制切換至轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms of switching IF control to speed closed loop control with scheme one

圖6 采用方案二時IF控制切換至轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms of switching IF control to speed closed loop control by using scheme two

圖7、圖8分別為采用方案一、方案二2種控制策略時轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min的實(shí)驗(yàn)波形。圖中從上至下分別為估算轉(zhuǎn)速、電機(jī)功率因數(shù)、定子電流q軸分量。

圖7 采用方案一時轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min的實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms of speed stabilized at 1 000 r/min by using scheme one

圖8 采用方案二時轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of speed stabilized at 1 000 r/min by using scheme two

圖9、圖10分別為采用方案一、方案二2種控制策略時變頻器拖動電勵磁同步電機(jī)從靜止?fàn)顟B(tài)變頻啟動至1 000 r/min，該轉(zhuǎn)速下穩(wěn)定一段時間的實(shí)驗(yàn)波形。

圖9 采用方案一時轉(zhuǎn)速從0 r/min到1 000 r/min過程的實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of speed from 0 r/min to 1 000 r/min by using scheme one

圖10 采用方案二時轉(zhuǎn)速從0 r/min到1 000 r/min過程的實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of speed from 0 r/min to 1 000 r/min by using scheme two

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

由圖5可以看出，采用方案一時，當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到200 r/min，IF控制直接切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，切換后仍采用自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角，此過程中功率因數(shù)一直小于1。

由圖6可以看出，采用方案二時，當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到200 r/min，先減小定子電流的q軸分量isq，估算的轉(zhuǎn)子位置角與自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角之間的角度差Δθ在功角調(diào)整過程中會不斷減小，當(dāng)Δθ將縮小到0時，IF控制切換至轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，切換后采用滑模觀測器與鎖相環(huán)估算的轉(zhuǎn)子位置角，此過程中功率因數(shù)由于定子電流的調(diào)整而先下降至-1，然后上升至1。

圖7與圖8對比，可以看出轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min時采用方案二的功率因數(shù)一直為1，所需的定子電流q軸分量在2.5 A左右，而采用方案一的功率因數(shù)小于0.5，所需的定子電流q軸分量在12.5 A左右，且波動較大。

圖9與圖10對比，可以看出同步電機(jī)從靜止?fàn)顟B(tài)變頻啟動至1 000 r/min過程中采用方案二時，功率因數(shù)較高，且轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min后所需的定子電流有效值Is為2 A左右，采用方案一所需定子電流有效值Is為10 A左右。

上述實(shí)驗(yàn)波形可知方案二優(yōu)于方案一，功率因數(shù)更高，實(shí)用性更強(qiáng)。

4 結(jié)論

本文介紹了兩電平背靠背式變頻器主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、網(wǎng)側(cè)控制策略、機(jī)側(cè)控制策略，通過動模平臺實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了兩種IF控制和滑模觀測器相結(jié)合的無速度傳感器矢量控制方案，兩種方案都能夠控制電勵磁同步電機(jī)全速范圍變頻調(diào)速，但是轉(zhuǎn)速閉環(huán)后采用滑模觀測器和鎖相環(huán)估算的轉(zhuǎn)子位置角度的方案二具有更高的功率因數(shù)，實(shí)用性更強(qiáng)，可靠性更高等優(yōu)點(diǎn)，對大功率電勵磁同步電機(jī)無速度傳感器變頻調(diào)速場合有一定的促進(jìn)作用。