高 歡，馬亞鋒，孫樹峰

(中國航天科技集團有限公司第九研究院第771研究所，西安 710054)

0 引言

近年來DC/DC變換器廣泛應用于數據通訊、計算機、軍事、航天以及工業(yè)設備等領域，隨著電子技術的飛速發(fā)展，尤其在飛行器、衛(wèi)星等航天領域對DC/DC變換器的要求越來越高，從轉換效率、環(huán)境到可靠性等方面都提出了嚴格的要求。然而，為更好的滿足科學技術的發(fā)展需求，現代電子控制理論、工藝制造和材料等方向都取得了不小的進展，為實現DC/DC變換器小型化、高效率、高可靠性奠定了基礎。

DC/DC變換器利用開關電源思想將輸入電壓轉換為需要的輸出電壓，電路中必定會應用到PWM控制器、運放等有源芯片，因此，穩(wěn)壓供電線路是DC/DC變換器重要的組成部分，其主要作用是為電路中的PWM控制器等有源器件提供穩(wěn)定的輸入電壓，是DC/DC變換器正常工作的基本前提[1]。傳統(tǒng)的穩(wěn)壓供電線路功耗大，已不能滿足當前高效率的需求，所以穩(wěn)壓供電線路的合理設計可以有效降低供電損耗，從而提高整個電源模塊的轉換效率，使其更高效更穩(wěn)定的運行。

1 傳統(tǒng)設計方法及固有缺陷

穩(wěn)壓供電線路按負載的連接方式主要分為串聯型穩(wěn)壓電路和并聯型穩(wěn)壓電路，DC/DC變換器中常用的是以三極管為基本調整管的串聯型穩(wěn)壓電路[2]，電路原理圖如圖1所示。

圖1 串聯型穩(wěn)壓供電電路

電路中N1為調整元件，當供電電壓Vin或輸出用電發(fā)生變化時，N1及時進行調整，使輸出電壓Vout基本保持穩(wěn)定。Z1為穩(wěn)壓管，為三極管N1提供基準電壓，保證N1基級電位穩(wěn)定不變。R1為限流電阻，控制流過穩(wěn)壓管的電流大小，起保護穩(wěn)壓管的作用[1]。工作推導過程如下：

Ib=IR-IZ≥Imin

IR=(Vin-VZ1)/R1

可得：

其中Imin、IZ為具體常數，由以上推導過程可知為滿足供電線路的正常工作，限流電阻R1的大小有最大限制，當應用于大功率高輸入電壓模塊中時，電阻R1上的熱功率損耗比較大，不僅會降低整個電路的傳輸效率，還加大了限流電阻在在設計和工藝方面的復雜度，這是傳統(tǒng)穩(wěn)壓供電線路在大功率應用方面的一個固有缺陷。

2 設計原理圖及理論說明

為滿足大功率高輸入電壓DC/DC變換器模塊的應用，本文對穩(wěn)壓供電線路進行改進，改進后的原理圖如圖2所示。該穩(wěn)壓供電電路由穩(wěn)壓管、三極管、限流電阻和VDMOS管組成。利用電壓控制型器件VDMOS管代替三極管，使電路工作時不受電流限制，并通過增加電阻R1的阻值給VDMOS管Q1的柵極提供所需控制電壓[3]，從而達到降低電阻損耗、提高電路工作效率的目的。

圖2 改進后的穩(wěn)壓供電線路

下面對以上兩種不同供電電路結構中的限流電阻的功率損耗進行理論推導。圖1為常用的以三極管為調整管的供電電路，若輸入電壓范圍為80V-120V，輸出能力設計為最大200mA，常用三極管的放大倍數β值一般分布為為50-150[4]，按照公式對電路參數進行計算，三級管β值取100，Z1的穩(wěn)壓值為12V，則

Ib(max)=Iout(max)/(1+β)=200mA/(1+100)≈2mA

在80V輸入下，電阻R1必須能夠提供大于2mA的電流，由于電阻越大，能提供的電流越小，因此電阻R1必須小于

(Vin(min)-VZ1)/Ib(max)=(80V-12V)/2mA=34kΩ

在120V輸入下，電阻R1的電流為IR=U/R=(120V-12V)/34KΩ=3.2mA

則電阻的功耗P=IR2R=(3.2mA)2×34kΩ=348.16mW

在圖2的電路結構中，由于MOSFET是電壓控制性器件，R1的作用是給Q1的柵極提供控制電壓，因此R1理論上可以取很大值[4]，此處R1取300kΩ。在120V輸入下，MOSFET的柵極電壓測試為15V，則

電阻R1的電流為IR'=U/R=(120V-15V)/300KΩ=0.35mA

電阻的功耗P=IR'2R=(0.35mA)2×300kΩ=36.75mW

通過以上理論計算可知，同樣的工作條件下，改進后的以MOS管為調整管的供電穩(wěn)壓電路中的限流電阻損耗遠小于以三極管為調整管的供電線路。

3 試驗驗證及結論總結

本文以輸入電壓范圍為80V～120V，輸出功率為112W，輸出電壓28V、輸出電流4A的DC/DC電源模塊為例進行試驗驗證。該模塊主要由輸入濾波電路、輔助供電、禁止電路、振蕩器同步輸入、脈寬調制、主變壓器、輸出整流、采樣電路、均流電路、誤差放大電路等幾部分組成[5][6]。保持模塊中其余線路結構一致，分別對兩種供電線路進行設計并測試基于不同供電線路結構下電源模塊的性能。

圖3 串聯型供電電路設計原理圖

如圖3所示為適用于本文應用中的串聯型穩(wěn)壓供電線路設計方案。依據脈寬調制器的開啟門限電平和關閉門限電平，選取參數指標合適的穩(wěn)壓管型號，確保其穩(wěn)壓值滿足要求[7]。電源電壓經過輸入濾波后為電路供電，電路工作時，電阻R1與R2為限流電阻，為穩(wěn)壓管Z1提供所需的電流，使穩(wěn)壓管正常工作，進而使三極管Q3正常工作，為控制電路提供穩(wěn)定的電壓和電流。圖4為該電路輸出的供電電壓VCC1波形圖，此時三極管Q3僅b-e結起作用，相當于二極管。

圖4 三極管供電電壓波形

電路啟動后，輔助繞組感應電壓，通過整流管D2為三極管Q3的集電極提供電壓，使三極管Q3正常工作。此時三極管Q2僅為三極管Q3提供基極電流，控制電路需要的電壓和電流由輔助繞組提供[8]。

圖5所示為本應用中改進后的穩(wěn)壓供電線路設計方案。選取穩(wěn)壓管Z1型號時，考慮其穩(wěn)壓值應高于PWM脈寬控制器開啟門限電平，以保證PWM脈寬控制器可以正常工作。電路工作時，電阻R1為VDMOS管M1提供所需柵極電壓，Q1集電極電壓為高，M1開啟并通過D1輸出供電電壓[9]，此時輸出電壓Vcc如圖6所示。

圖5 改進后供電線路設計原理圖

圖6 VDMOS管供電電壓波形

圖7 VDMOS管關斷波形

電路啟動后，輔助繞組輸出電壓通過整流管為PWM脈寬控制器提供需要的電壓和電流，并通過三極管Q1的導通使Q1的集電極變?yōu)榈碗娖?，將M1的柵極電壓拉低，將M1關斷，以降低供電電路的功耗，提高電路的效率。M1的柵極電壓波形如圖7所示，此時柵極電壓被拉低為0，開關管處于關閉狀態(tài)。

以文中的電源模塊為例進行測試，將輸入電壓依次設置為80V、100V、120V，分別測試兩種不同供電方案下電源模塊的靜態(tài)功耗，實測數據如表1所示，并繪制兩種結構下電源模塊的靜態(tài)功耗對比曲線圖，如圖8所示。由表可知，相同輸入電壓下基于結構2的供電線路的靜態(tài)電流小于結構1，且隨著輸入電壓的增大優(yōu)勢更加明顯。

表1 不同供電結構下電路靜態(tài)功耗

將輸入電壓依次設置為80V、100V、120V，分別對基于結構1和結構2的電源模塊施加4A負載進行測試，并繪制效率曲線圖，如圖9所示。從圖中可以看出基于同一供電結構的電源模塊隨著輸入電壓的增大，效率逐漸增大；基于不同供電結構的電源模塊在相同輸入電壓時，基于結構2的電源模塊效率更高。

圖8 兩種供電線路靜態(tài)功耗對比

通過上述試驗驗證可得，從電性能角度來看，采用以電壓控制型MOSFET作為調整元件并結合輸出電壓反饋電路可避免輸入電壓過高時因三極管工作電流限制造成的供電線路功率損耗過大問題，并有效提高了大功率開關電源模塊的傳輸效率。

從工藝角度來看，采用以電壓控制型MOSFET為調整管的穩(wěn)壓供電線路有效減小了電阻R1的尺寸，解決了高輸入電壓DC/DC變換器現有供電線路靜態(tài)功耗大，大功率電阻小型化困難等問題，且線路簡單、易于設計。

圖9 兩種供電線路下電源模塊的工作效率

4 結論

文章對傳統(tǒng)基于三極管的穩(wěn)壓供電線路的固有缺陷進行了簡要介紹，提出并設計了基于VDMOS管的穩(wěn)壓供電線路，從理論計算和試驗驗證兩個方面進行比較，結果表明后者采用以電壓控制型MOSFET作為調整元件并結合輸出電壓反饋電路，可避免輸入電壓過高時因三極管工作電流限制造成的供電線路功率損耗過大問題，有效提高了大功率開關電源模塊的傳輸效率，同時簡化了供電線路降低了設計難度。