文曉敏，李 斌

(1. 中國科學院上海天文臺，上海 200030；2. 中國科學院大學，北京 100049)

作為射電天文望遠鏡接收機前端的核心器件，低噪聲放大器(Low Noise Amplifier, LNA)不僅要將天線接收到的來自外太空的微弱信號進行低噪聲放大，還要求具有較高的增益抑制后級鏈路的噪聲，保持接收系統(tǒng)的靈敏度。單片微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuits, MMIC)形式的低噪聲放大器芯片是實現(xiàn)超寬帶、低噪聲、高增益器件的重要途徑。變組分高電子遷移率晶體管(Metamorphic High-eletron-mobility Transistor, mHEMT) 具有高頻、高功率及噪聲性能好的優(yōu)點，廣泛應用于雷達、遙感、輻射測量等領域[1]。本文設計單片微波集成電路低噪聲放大器芯片所用的OMMIC D007IH mHEMT工藝，擁有70 nm柵長和高摻銦溝道，在組分緩變的緩沖層上生長高銦濃度的外延活躍層，從而實現(xiàn)與砷化鎵(GaAs)襯底的平穩(wěn)過渡，因而使其具有極低的噪聲和超高頻特性[2]。本文設計的2～18 GHz低噪聲放大器芯片頻率覆蓋達到9倍頻程，結合超寬帶饋源和極化網(wǎng)絡，可以構建超寬帶射電天文接收系統(tǒng)，實現(xiàn)S, C, X, Ku 4個傳統(tǒng)射電頻段的同時觀測，極大地提高連續(xù)譜觀測靈敏度和多譜線觀測效率，是國際上射電天文技術發(fā)展的重要方向。

1 電路設計

1.1 噪聲特性及器件選擇

低噪聲放大器級聯(lián)噪聲系數(shù)公式為

(1)

其中，NFn，Gn分別為第n級的噪聲系數(shù)和增益。由(1)式可知，低噪聲放大器的整體噪聲性能主要取決于第1級的噪聲系數(shù)，后級的噪聲可通過前級的高增益加以抑制。在對噪聲性能要求比較高的射電天文接收系統(tǒng)中，通常用噪聲溫度Te表征其噪聲性能。噪聲溫度與噪聲系數(shù)的轉換關系為

(2)

晶體管的選擇要兼顧噪聲、增益以及駐波比的特性。圖1為砷化鎵金屬-半導體場效應晶體管的噪聲等效電路圖，根據(jù)FUKUI建立的金屬-半導體場效應晶體管最小噪聲模型[3]：

同時，對于單指晶體管：

Rg=Rg0×W,

(4)

對于多指晶體管：

(5)

其中，fT為晶體管的截止頻率；gm為跨導；Rg柵極金屬層總電阻；Rg0為單位寬度柵極金屬層電阻；W為晶體管總柵寬；Nbd為柵指數(shù)；Rs為源極串聯(lián)電阻。圖2給出了OMMIC D007IH工藝三款不同指數(shù)的晶體管版圖。

圖1 砷化鎵金屬-半導體場效應晶體管的噪聲等效電路圖
Fig.1 Noise equivalent circuit of GaAs MESFET

圖2 單指和多指晶體管版圖
Fig.2 Transistors with single finger and multiple fingers

由(3)式～(5)式可知，晶體管最小噪聲系數(shù)NFmin與柵寬、柵指數(shù)均有關，且與總柵寬呈正相關，與柵指數(shù)的平方呈負相關，故NFmin隨柵指數(shù)變化的幅度較柵寬大。利用電子設計自動化仿真軟件先進設計系統(tǒng)(Advanced Design System, ADS)仿真對比OMMIC提供的元件庫中2 × 50 μm和4 × 25 μm總柵寬為100 μm以及2 × 120 μm和4 × 60 μm總柵寬為240 μm的4種不同尺寸的小信號模型晶體管在相同偏壓下的增益和最小噪聲系數(shù)。從圖3可以看到，在總柵寬相同時，2指的晶體管高頻增益優(yōu)于4指，而噪聲系數(shù)是4指優(yōu)于2指。當總柵寬增大時，低頻增益提高，且隨著頻率升高增益下降幅度大。同時噪聲系數(shù)在少指(2指)與多指(4指)之間的差異在高頻處更為明顯，而增益相差無幾。根據(jù)高增益、低噪聲的指標要求，本文設計選用尺寸為4 μm × 60 μm的晶體管。

1.2 穩(wěn)定性

射頻電路中的有源和無源器件都屬于雙向元件，所以在有源電路輸出端的匹配阻抗會通過晶體管的反向傳輸系數(shù)S12反射回輸入端，若反射的信號與由信號源輸入的信號同相時，有可能造成放大器電路振蕩[4]。穩(wěn)定性決定了設計的低噪聲放大器能否正常工作，所以對穩(wěn)定性的分析也是設計單片微波集成電路低噪聲放大器不可忽略的環(huán)節(jié)。1962年，文[5]提出了K指數(shù)法則判斷電路的穩(wěn)定性：

(6)

(6)式表明，K指數(shù)與晶體管等效的二端口網(wǎng)絡正向、反向傳輸系數(shù)S21、S12，輸入、輸出端口反射系數(shù)S11、S22都有關，只有在全頻帶內K> 1且|Δ| < 1時，系統(tǒng)才能稱之為絕對穩(wěn)定，此時放大器的狀態(tài)不隨信號源阻抗和負載阻抗的變化而變化，也不會在輸入信號后產(chǎn)生自激振蕩。在晶體管源極與地之間串接反饋電感的方式可以改善低噪聲放大器的穩(wěn)定性，而實際在進行電路設計時，通常用微帶線代替電感引入少量感性阻抗，既能滿足穩(wěn)定性要求，也方便電路優(yōu)化。

圖3 4種不同尺寸晶體管性能對比。(a) 增益；(b) 最小噪聲系數(shù)
Fig.3 Performance comparison of four different size transistors. (a) Gain; (b) Minimum noise figure

1.3 直流偏置電路

直流偏置電路關系到放大器能否在選定的靜態(tài)工作點下工作，而不同的靜態(tài)工作點下晶體管的噪聲特性、增益等都有區(qū)別。高電子遷移率晶體管(High-Eletron-Mobility Transistor, HEMT)常用的直流偏置類型有單電源供電和雙電源供電兩種方式。圖4的單電源供電拓撲結構中，源極通過負反饋電阻將源端電位調節(jié)到所需的電壓值，不可避免地消耗直流功率，降低放大器的工作效率[6]。

圖4 單電源直流偏置電路拓撲結構
Fig.4 Single power supply DC bias circuit structure

設計低噪聲放大器常用圖5的雙電源供電拓撲結構，其中電感可以防止射頻信號進入直流偏置電路，保證電路的穩(wěn)定性。但是僅僅依靠電感作為射頻扼流圈無法完全隔離射頻信號，因此為了防止少量射頻信號進入直流電源造成電路振蕩，通常還需要并聯(lián)去耦電容以進一步吸收射頻信號。輸入、輸出端常采用隔直電容防止偏置電路中的直流分量進入射頻信號。本文設計的電路中，晶體管所加漏極偏壓Vd為正電壓，柵極偏壓Vg為負電壓以控制漏極電流。值得注意的是，雙電源供電結構需嚴格控制加電、去電順序，否則容易造成晶體管由于瞬間超壓而損毀。

圖5 雙電源直流偏置電路拓撲結構Fig.5 Dual power supply DC bias circuit structure

1.4 匹配電路

匹配電路可調節(jié)整個低噪聲放大器的噪聲、增益及其平坦度和輸入輸出回波損耗。設計低噪聲放大器的匹配電路需要考慮輸入匹配、級間匹配和輸出匹配，從前面對噪聲的分析可知，第1級電路的噪聲系數(shù)對整個低噪聲放大器的噪聲性能起決定性作用，所以輸入匹配采用最佳噪聲阻抗匹配方式。級間匹配主要采用最大功率增益匹配，保證電路有足夠高的增益，而輸出匹配采用最大增益輸出匹配方式，同時要考慮輸出回波損耗和增益平坦度。各個重要參數(shù)之間的變化通常是相互影響、相互牽絆的，所以設計電路時還需要根據(jù)實際指標要求進行取舍。

1.5 原理圖和版圖設計

為了滿足增益指標要求，低噪聲放大器芯片采用三級級聯(lián)放大拓撲結構，直流偏置為雙電源供電，三級晶體管采用同一Vd提供漏極正偏壓，同一Vg提供柵極負偏壓。由于晶體管的噪聲隨著頻率而增加，使第1級、第2級、第3級電路分別控制高頻、中頻和低頻增益，如此可保證工作帶寬內增益和噪聲的平坦度。本文設計的2～18 GHz低噪聲放大器芯片電路拓撲結構如圖6。射頻信號從左端輸入，先經(jīng)過一個大的隔直電容濾除直流雜波，降低噪聲。柵極偏壓通過大臺面電阻給晶體管提供控制電壓，同時防止射頻輸入信號進入直流支路導致信號損耗。漏極供電電路上的電感和電阻不僅起到防止射頻信號進入直流電源的作用，其數(shù)值對增益和增益平坦度的調節(jié)也有非常顯著的效果，同時第1級的電阻還對電路的噪聲產(chǎn)生影響。源極串接電感可以提高電路的穩(wěn)定性，對第1級來說，電感值越大，穩(wěn)定性越高，同時噪聲也越大，故為了保證整個電路的噪聲性能，盡量取較小的電感值，此時可用一小段微帶線替代。級間電容、電感元件除了作為匹配電路的一部分，還能幫助調整增益、噪聲和回波損耗的形狀。

圖6 低噪聲放大器電路拓撲結構
Fig.6 The LNA circuit schematic

芯片版圖的設計要符合半導體公司的設計規(guī)則檢查(Design Rule Checking, DRC)，還要整潔美觀緊湊，節(jié)省面積，在電路出現(xiàn)問題時方便排查。同時，為了充分利用版圖面積并增加電路的穩(wěn)定性，在直流偏置路徑上盡可能并聯(lián)旁路電容濾除多次諧波。圖7為最終流片獲得的單片微波集成電路低噪聲放大器芯片實物圖片，芯片面積為2 mm × 1 mm。

圖7 低噪聲放大器芯片實物圖
Fig.7 Microphotograph of LNA MMIC

2 常溫在片測量結果

常溫下，采用微波探針臺和矢量網(wǎng)絡分析儀等在片測量儀器對低噪聲放大器芯片進行測量，在進行多組偏壓測量調試后，得到芯片最佳工作狀態(tài)下的偏壓條件為：Vd=2 V，Id=75 mA。此時放大器芯片的增益大于28 dB，輸出回波損耗大于13 dB，噪聲溫度83～108 K。將低噪聲放大器芯片S參數(shù)和噪聲溫度的在片測量結果與電磁仿真結果進行對比，圖8、圖9中虛線為仿真結果，實線為測量結果。從對比圖可以看到，該低噪聲放大器芯片的反射系數(shù)實測和仿真差別不大，而噪聲溫度在低頻處差別較大。造成噪聲升高的可能原因有：噪聲校準或噪聲源本身精確度不夠；測量過程使用的探針造成源阻抗匹配效果出現(xiàn)波動；仿真所用噪聲模型在低頻段不準確等。除了噪聲溫度差異之外，高頻增益也有很明顯的抬高現(xiàn)象，不排除元件電磁仿真模型與實際工藝的誤差。另外，輸入回波損耗與噪聲在調節(jié)輸入匹配時難以同時達到最優(yōu)，在本次設計中，為了獲得低噪聲而犧牲了一定的輸入回波損耗，故S11在低頻段略差。

本文與其他文獻中相似頻段的低噪聲放大器芯片的部分參數(shù)對比如表1。文[7-9]采用0.25 μm GaN HEMT工藝，文[10-11]采用0.15 μm GaAs pHEMT工藝。由表中數(shù)據(jù)可以看到，本文設計的低噪聲放大器芯片在噪聲、增益、直流功耗方面具有一定的優(yōu)勢。

圖8 S參數(shù)仿真與實測對比圖

Fig.8 Comparison between simulated and on-wafer measured S-parameter

圖9 噪聲溫度仿真與實測對比圖

Fig.9 Comparison between simulated and on-wafer mesured noise temperature

表1 本文與其他文獻中的低噪聲放大器芯片主要參數(shù)對比Table 1 Main parameters comparison of LNA in this paper and others

3 結 論

本文采用OMMIC公司70 nm GaAs mHEMT工藝設計了一款2～18 GHz超寬帶單片微波集成低噪聲放大器芯片。該芯片電路采用三級級聯(lián)放大、單管共源和雙電源供電結構，根據(jù)最優(yōu)噪聲輸入匹配和最大功率輸出匹配進行設計，并在輸入回波損耗和噪聲性能兩者中進行了一定的取舍。在Vd=2 V，Id=75 mA的偏壓下獲得了大于28 dB的增益、小于108 K的噪聲溫度及良好的輸出匹配。本文設計的超寬帶低噪聲放大器芯片可以用于國際上正在開展的超寬帶接收機研究，具有代表性的是國際天文組織IVS(International VLBI Service)正在推動的2～14 GHz下一代全球大地測量觀測系統(tǒng)VGOS(VLBI Global Observation System)和歐洲VLBI網(wǎng)正在推動的1.5～15.5 GHz下一代VLBI觀測系統(tǒng)。