董湘龍 ，張 文 ，耿鴻健 ，黃 旻

（1.核工業(yè)二三〇研究所，長沙 410007；2.陸軍步兵學院二大隊，南昌 330103；3.深圳市沃土科技有限公司，深圳518109）

波導(dǎo)縫隙陣列天線因其結(jié)構(gòu)緊湊、饋電網(wǎng)絡(luò)與輻射一體化，且具有高增益、窄波束、超低副瓣等特性，在雷達和通信系統(tǒng)中應(yīng)用廣泛；但其尺寸相對較大，加工成本高，且不易與微波毫米波平面電路集成，極大地限制其實際應(yīng)用。微帶天線具有平面電路結(jié)構(gòu)，易與微波毫米波電路集成，加工設(shè)計簡便；但其傳輸損耗大，功率容量小，也不適于全面推廣[1-2]。而半?；刹▽?dǎo)HMSIW（half-mode substrate integrated waveguide）卻很好地克服這些缺陷[3-4]；HMSIW不僅繼承了波導(dǎo)的低損耗、高Q值、大功率容量的優(yōu)點，而且保留了基片集成波導(dǎo)SIW（substrate integrated waveguide）低輪廓、易集成、低成本及高可靠性的優(yōu)勢?；贖MSIW的縫隙陣列天線，相比于微帶、SIW等傳輸線天線，具有更低的插損，且相對于SIW其尺寸縮減近50%，便于微波毫米波電路系統(tǒng)高集成、小型化的發(fā)展[5]。

本文通過等效電路模型分析HMSIW單條橫向縫隙的諧振特性，推導(dǎo)起諧振設(shè)計公式，并將其應(yīng)用于HMSIW雙頻縫隙諧振天線的結(jié)構(gòu)參數(shù)設(shè)計，利用HFSS進行了仿真優(yōu)化，在頻點5.60 GHz和7.90 GHz實現(xiàn)高增益的輻射特性。

1 天線結(jié)構(gòu)與理論

1.1 基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)

如圖1所示，基片集成波導(dǎo)內(nèi)部傳輸?shù)闹髂門E10模，其傳播常數(shù)及輻射損耗由w、s、d決定?；刹▽?dǎo)可以等效為傳統(tǒng)的介質(zhì)填充矩形波導(dǎo)，所以對SIW的分析就可以用等效的介質(zhì)填充矩形波導(dǎo)來替代。

圖1 基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)示意Fig.1 Schematic diagram of substrate integrated waveguide structure

基片集成波導(dǎo)和矩形波導(dǎo)之間的等效關(guān)系式表示如下[6-7]：

其中：

1.2 半?；刹▽?dǎo)縫隙天線理論與設(shè)計

HMSIW的傳播特性與矩形波導(dǎo)相近，根據(jù)式（1）和式（2）可確定工作在TE10半膜基片集成波導(dǎo)的寬度WHMSIW，通過矩形波導(dǎo)某一模式波型的等效阻抗公式（3）來計算相應(yīng)寬度的HMSIW的等效阻抗：

對于SIW和矩形波導(dǎo)傳輸?shù)闹髂ＤＪ絋E10，其等效阻抗計算公式為

式中：Zc為該模式的特性阻抗；h和W分別為矩形波導(dǎo)的高和寬；η=377/εr（）1/2為波阻抗；λ為工作波長[7]。

設(shè)計的基于HMSIW的諧振頻率為5.6 GHz和7.9 GHz，雙頻段縫隙天線的結(jié)構(gòu)如圖2所示，波導(dǎo)諧振腔是由上下表面金屬覆銅的介質(zhì)基板構(gòu)成，一側(cè)邊開放，而另一側(cè)邊則是均勻排列的金屬化通孔。該天線選用h=1 mm厚度的Rogers 5880介質(zhì)基板，其相對介電常數(shù)（εr）為 2.2，損耗切角（tanδ）為0.001。

圖2 HMSIW雙頻縫隙天線結(jié)構(gòu)示意Fig.2 HMSIW dual-band antenna structure diagram

HMSIW的主要傳輸模式為TE模電磁波，電磁波在其內(nèi)部的場分布與傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)、SIW中TE模式分布類似。因此可利用波導(dǎo)等效電路模型來研究HMSIW縫隙陣列天線的諧振特性。HMSIW縫隙陣列天線由一系列蝕刻的縫隙單元組成，通過分析其單元傳輸性能，推導(dǎo)出雙頻諧振縫隙天線結(jié)構(gòu)的初始參數(shù)，利用HFSS仿真對結(jié)構(gòu)優(yōu)化，進而獲得天線的最優(yōu)結(jié)構(gòu)尺寸參數(shù)。HMSIW單個橫向縫隙輻射單元結(jié)構(gòu)示意圖及其相應(yīng)等效電路傳輸線模型如圖3所示。圖中R0為HMSIW傳輸線的特性阻抗[8]。

圖3 HMSIW縫隙單元結(jié)構(gòu)及其等效電路模型Fig.3 HMSIW slot unit structureand its equivalent circuit model

圖3的等效電路模型左側(cè)為電磁波信號的輸入端，右側(cè)則為輸出端，左、右兩端口的阻抗匹配，等效傳輸線模型的電壓與電流可用下式表示：

式中：A、C是等效傳輸模型兩端電磁波信號的輸入與輸出增幅系數(shù)；B是信號的回損系數(shù)。式（5）滿足以下邊界條件：

式（5）代入式（6）后，可得：

歸一化阻抗簡化為

式中，當Z/R0為實數(shù)時，HMSIW橫向縫隙單元結(jié)構(gòu)為諧振狀態(tài)，可向空間輻射電磁能量。此外，HMSIW橫向縫隙單元結(jié)構(gòu)的歸一化阻抗可用散射S參數(shù)表示，即：

HMSIW橫向縫隙單元結(jié)構(gòu)的自阻抗為（不考慮各縫隙間互耦）：

式中：Zai為輻射縫隙的阻抗；Ii為模式電流；vsi為橫跨縫隙的模式電壓；函數(shù) fi、K可寫為

式中：ti、li分別為第個橫向縫隙的寬度、 長度；kx、kz為HMSIW中電磁波在x、z方向傳播波數(shù)；kli為橫向縫隙單元結(jié)構(gòu)中電磁波的傳播波數(shù)。由于TE0.5，0為 HMSIW 的傳輸主模，則 kx=π/［2（w-xw）］，kli=π/［2（li-xli）］，xw、xli分別表示在 HMSIW 與橫向縫隙單元結(jié)構(gòu)中x方向電場最大位置。

基于式（9）和式（10）可推得 HMSIW雙頻諧振縫隙天線的初始結(jié)構(gòu)參數(shù)，并利用仿真軟件HFSS進行仿真優(yōu)化，最后所得的優(yōu)化后結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1所示。

表1 HMSIW雙頻縫隙天線結(jié)構(gòu)參數(shù)（mm）Tab.1 HMSIW dual-frequency slot antenna structure parameters（mm）

圖4為HMSIW四元雙頻諧振縫隙天線反射系數(shù)仿真結(jié)果。從圖中可以看出，縫隙天線可同時工作于諧振頻點5.6 GHz和7.9 GHz，其相應(yīng)的反射系數(shù)分別為-17.9 dB和-26.1 dB。

圖4 雙頻縫隙天線反射系數(shù)的仿真結(jié)果Fig.4 Simulation results of reflection coefficient of dual-frequency slot antenna

2 實驗測試

天線E、H面的歸一化輻射方向圖仿真結(jié)果如圖5所示，在頻點5.6 GHz，天線在E面具有全向輻射特性，且H面方向圖關(guān)于xoz面對稱；在7.9 GHz，其E、H面輻射方向則為定向輻射，E、H面的方向圖關(guān)于yoz面近似對稱，且其輻射主瓣在垂直方向。

圖5 天線的輻射仿真方向圖Fig.5 Antenna radiation simulation pattern

為驗證設(shè)計方法的有效性與仿真結(jié)果的正確性，針對上述例子，利用PCB工藝對設(shè)計的HMSIW雙頻諧振縫隙天線進行加工，其實物如圖6所示。

圖6 HMSIW四元雙頻縫隙天線Fig.6 HMSIW quaternary dual-frequency slot antenna

測試結(jié)果如圖7所示。實驗結(jié)果表明，測試與仿真結(jié)果基本吻合，雙頻諧振縫隙天線可工作于頻點 5.51 GHz和 7.74 GHz， 其對應(yīng)的頻率帶寬 （S11＜－10 dB）分別為55 MHz和50 MHz。對比仿真數(shù)據(jù)，天線的諧振頻點均向低頻方向發(fā)生頻移。圖8為天線在諧振頻點E、H面歸一化輻射方向圖的測試結(jié)果，從圖可知，在諧振頻點的測試輻射方向圖與圖5中的仿真結(jié)果基本一致。

圖7 天線的測試結(jié)果Fig.7 Antenna test result

圖8 天線測試方向圖Fig.8 Antenna test pattern

表2為天線在諧振頻點增益的仿真與測試數(shù)據(jù)對比，由表中可知，雙頻諧振縫隙天線增益的測試結(jié)果與仿真結(jié)果存在約1 dB左右的損耗差異。

表2 HMSIW四元雙頻縫隙諧振天線增益Tab.2 HMSIW quaternary dual-frequency slot resonance antenna gain

3 結(jié)語

雙頻縫隙諧振天線工作于C波段，損耗低，增益均高于5.9 dBi，利于研制高增益天線。其結(jié)構(gòu)簡單緊湊，僅由HMSIW和橫向縫隙構(gòu)成，在PCB板上即可實現(xiàn)，易于與其他電路集成，成本低。

仿真與測試結(jié)果的整體趨勢吻合，但存在一定差異，這可能是由天線自身的導(dǎo)體損耗、介質(zhì)材料損耗及轉(zhuǎn)換阻抗失配等因素共同引起的，有待改良設(shè)計。