朱信威， 朱曉瑩， 戴 鵬

(中國(guó)礦業(yè)大學(xué)信息與控制工程學(xué)院， 江蘇 徐州 221008)

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有源鉗位型三電平特定諧波消除調(diào)制方法研究

朱信威， 朱曉瑩， 戴 鵬

(中國(guó)礦業(yè)大學(xué)信息與控制工程學(xué)院， 江蘇 徐州 221008)

有源鉗位型三電平逆變器可以實(shí)現(xiàn)功率器件損耗的平衡分布，均衡功率器件結(jié)溫，間接提高逆變器的容量。特定諧波消除法具有波形質(zhì)量高、開關(guān)損耗低的特點(diǎn)。本文提出了一種有源鉗位型三電平逆變器的特定諧波消除調(diào)制方法，能夠同時(shí)兼顧輸出電壓波形質(zhì)量、開關(guān)器件的損耗和結(jié)溫的均衡分布，在保證輸出電壓諧波特性的前提下降低逆變器開關(guān)頻率，提高逆變器的設(shè)備容量。對(duì)所提出調(diào)制策略進(jìn)行了損耗和結(jié)溫的仿真分析，并在實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文調(diào)制策略的有效性。

有源鉗位； 三電平； 特定消諧； 損耗； 結(jié)溫

1 引言

特定諧波消除通過(guò)開關(guān)時(shí)刻的優(yōu)化選擇，可以消除指定的低次諧波，具有提高電壓質(zhì)量、降低器件開關(guān)頻率的優(yōu)點(diǎn)。中點(diǎn)鉗位型(Neutral Point Clamped，NPC)三電平拓?fù)渚哂休敵鲭妷褐C波含量低、器件承受電壓低等突出優(yōu)點(diǎn)，在中壓2.3～7.2kV具有廣泛的應(yīng)用。但NPC三電平拓?fù)浯嬖谄骷纳⒐β史植疾痪獾膯?wèn)題，這在很大程度上限制了變換器的容量以及器件的開關(guān)頻率。針對(duì)NPC三電平拓?fù)鋼p耗功率分布不均衡的問(wèn)題，2001年德國(guó)學(xué)者T.Bruckner在IEEE-PESC會(huì)議上首次提出了有源鉗位(Active NPC，ANPC)三電平變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[1]。功率器件損耗不均衡將會(huì)使得部分器件損耗較大，發(fā)熱嚴(yán)重，導(dǎo)致芯片結(jié)溫較高。因此，均衡功率器件損耗，實(shí)現(xiàn)結(jié)溫平衡控制是ANPC三電平損耗和結(jié)溫均衡調(diào)制策略的研究熱點(diǎn)[2-6]。

文獻(xiàn)[5]提出了一種基于結(jié)溫反饋控制ANPC三電平調(diào)制策略。通過(guò)在線估計(jì)器件的結(jié)溫合理選擇換流方式來(lái)均衡器件的損耗和結(jié)溫分布。這種方法需要復(fù)雜的計(jì)算，因而增加了控制的復(fù)雜度。文獻(xiàn)[6]提出了一種前饋開環(huán)控制ANPC三電平器件耗散功率與結(jié)溫的方法。該方法采用離線設(shè)計(jì)在不同工作點(diǎn)下?lián)Q流方式，避免了在線估算器件損耗和結(jié)溫的復(fù)雜計(jì)算，對(duì)于不需要高動(dòng)態(tài)性能的系統(tǒng)具有一定的優(yōu)勢(shì)。但該文獻(xiàn)僅討論了正弦波脈寬調(diào)制(Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM)和空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector PWM，SVPWM)損耗前饋開環(huán)的設(shè)計(jì)方法。本文將損耗前饋開環(huán)控制與特定諧波消除(Selected Harmonic Elimination, SHE)相結(jié)合，提出一種具有均衡損耗和提高電壓波形質(zhì)量功能的ANPC三電平結(jié)溫前饋開環(huán)控制SHEPWM調(diào)制策略并進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。研究結(jié)果表明本文調(diào)制策略能夠有效均衡器件的耗散功率和結(jié)溫分布，同時(shí)能夠消除指定低次諧波，具有一定優(yōu)越性。

2 三電平SHEPWM原理

在三電平逆變器中，定義逆變器輸出的相電壓為橋臂的輸出端(A/B/C)到直流母線中點(diǎn)O之間的電壓。定義SHEPWM的點(diǎn)數(shù)為相電壓在半周內(nèi)輸出的脈沖個(gè)數(shù)N(對(duì)應(yīng)1/4周期內(nèi)器件開關(guān)的次數(shù)總和為N)。在實(shí)際應(yīng)用中，為了保證輸出電壓波形的對(duì)稱性，一般取N為奇數(shù)[7]。

三電平逆變器輸出相電壓波形與開關(guān)角度對(duì)應(yīng)圖如圖1所示。圖1中SHEPWM的波形關(guān)于半周期奇對(duì)稱，1/4周期偶對(duì)稱。相電壓傅里葉級(jí)數(shù)中，直流項(xiàng)、余弦項(xiàng)和偶次正弦項(xiàng)的對(duì)應(yīng)系數(shù)為0。假設(shè)直流母線電壓為Udc，半直流母線電壓為Udc/2。定義調(diào)制比m為逆變器輸出相電壓基波幅值與半直流母線電壓之比。

圖1 三電平SHEPWM相電壓波形Fig.1 Phase voltage of SHEPWM in three-level inverter

將電壓波形展開成傅里葉級(jí)數(shù)為：

(1)

式中

(2)

N個(gè)開關(guān)角對(duì)應(yīng)N個(gè)獨(dú)立方程，可消除N-1個(gè)諧波分量。考慮到三相對(duì)稱，線電壓中不存在3的倍數(shù)次諧波，因此選擇非3的整數(shù)次的低次諧波進(jìn)行消除。當(dāng)N=21時(shí)，線電壓可以消除前63次諧波。

式(3)為非線性超越方程組，其求解過(guò)程較復(fù)雜，不利于在線計(jì)算，故特定消諧開關(guān)角度求解多采用離線計(jì)算。一般采用牛頓迭代法對(duì)非線性方程組進(jìn)行求解，根據(jù)初值選取方法，存在多種不同解法。

(3)

對(duì)于三電平SHEPWM方法，非線性方程組的解并不唯一，存在多組解[7-10]。當(dāng)N=21時(shí)開關(guān)角度一組解軌跡如圖2所示。

圖2 三電平SHE解軌跡圖(N=21)Fig.2 Track of SHE applied to three level inverter(N=21)

3 ANPC三電平逆變器原理

通過(guò)在鉗位二極管上反并聯(lián)兩個(gè)IGBT，ANPC三電平逆變器增加了冗余的零狀態(tài)，換流方式更加靈活，ANPC三電平逆變器單相拓?fù)淙鐖D3所示。ANPC三電平開關(guān)狀態(tài)見表1，表1中x=A,B,C。三電平逆變器可以輸出Udc/2、-Udc/2和0三種電平，分別對(duì)應(yīng)“P”、“N”和“O”三種開關(guān)狀態(tài)。與NPC三電平逆變器不同，ANPC逆變器的0電平對(duì)應(yīng)4種不同的“O”開關(guān)狀態(tài)，即OU2、OU1、OL1和OL2。

圖3 ANPC三電平變換器換流方式Fig.3 Commutation types of ANPC three-level converter

開關(guān)狀態(tài)Tx1Tx2Tx3Tx4Tx5Tx6輸出電壓P110001Udc/2OU20100100OU10101100OL11010010OL20010010N001110-Udc/2

當(dāng)開關(guān)狀態(tài)為“P”時(shí)，開關(guān)Tx1、Tx2和Tx6導(dǎo)通；當(dāng)開關(guān)狀態(tài)為“OU2”時(shí)，開關(guān)Tx2和Tx5導(dǎo)通。開關(guān)狀態(tài)“P”和“OU2”切換過(guò)程中，當(dāng)相電流ip>0時(shí)，Tx1、Dx5產(chǎn)生開關(guān)損耗；當(dāng)相電流ip<0時(shí)，Dx1、Tx5產(chǎn)生開關(guān)損耗。開關(guān)狀態(tài)在“P”和“OU1”之間切換的換流方式與“P”和“OU2”之間的切換方式相似，只是在“OU1”的開關(guān)狀態(tài)下Tx4保持導(dǎo)通，對(duì)通態(tài)損耗沒有影響，但是一般情況下不會(huì)采取這種方式。開關(guān)狀態(tài)在“P”和“OU2”之間切換以及“N”和“OL2”之間切換的方式作為方式1，如圖3(a)所示。當(dāng)開關(guān)狀態(tài)為“OL1”時(shí)，開關(guān)Tx1、Tx3和Tx6導(dǎo)通。開關(guān)狀態(tài)“P”和“OL1”切換過(guò)程中，當(dāng)相電流ip>0時(shí)，Tx2、Dx3產(chǎn)生開關(guān)損耗;當(dāng)相電流ip<0時(shí)，Dx2、Tx3產(chǎn)生開關(guān)損耗。開關(guān)狀態(tài)在“P”和“OL1”之間切換以及“N”和“OU1”之間切換的換流方式作為方式2，如圖3(b)所示。

SHEPWM方法能夠獲得滿足消除特定諧波的輸出電平。對(duì)于三電平逆變器，通過(guò)SHEPWM方法，可以得到確定由Udc/2、-Udc/2和0三種電平的構(gòu)成電壓波形。由于ANPC三電平逆變器的0電平對(duì)應(yīng)4個(gè)冗余“O”開關(guān)狀態(tài)，因此，ANPC的調(diào)制具有更多的實(shí)現(xiàn)形式。不同換流方式下ANPC調(diào)制策略如圖4所示。通過(guò)改變0電平對(duì)應(yīng)的“O”狀態(tài)，可以在不改變輸出電平的條件下，實(shí)現(xiàn)不同的換流方式。如通過(guò)在正半周期采用“OU2”開關(guān)狀態(tài)輸出0電平，在半周期采用“OL2”開關(guān)狀態(tài)輸出0電平的調(diào)制方法，可以實(shí)現(xiàn)方式1的換流方式，如圖4中“1”所示。圖4中“2”實(shí)現(xiàn)了以方式2為換流方式的調(diào)制方法。此外，通過(guò)合理的分配“O”開關(guān)狀態(tài)可以實(shí)現(xiàn)方式1和方式2兩種換流方式以一定的比例實(shí)現(xiàn)的調(diào)制結(jié)果。圖4中“3”是方式1和方式2兩種換流方式按照1/1比例進(jìn)行切換的調(diào)制方法。在正半調(diào)制周期輸出狀態(tài)按照“OU2→P→OL1→P→OU2→P→OL1→P”的順序進(jìn)行輸出，“OU2”和“OL1”兩種“O”狀態(tài)的交替比例為1/1。圖4中“4”實(shí)現(xiàn)了按照2/1的比例進(jìn)行切換的調(diào)制方法。

1—方式1；2—方式2；3—方式1/方式2=1/1；4—方式1/方式2=2/1圖4 ANPC調(diào)制策略Fig.4 Modulation strategies of ANPC

在工作過(guò)程中，功率半導(dǎo)體器件的功率損耗主要包括兩部分：①在導(dǎo)通狀態(tài)下通態(tài)電阻產(chǎn)生的損耗；②器件在開通和管段過(guò)程中產(chǎn)生的開關(guān)損耗[11]。這些損耗產(chǎn)生的熱量會(huì)導(dǎo)致功率器件結(jié)溫的上升，當(dāng)結(jié)溫上升超過(guò)最高允許結(jié)溫時(shí)，將導(dǎo)致功率器件損壞。而對(duì)于整個(gè)變換器，運(yùn)行時(shí)所有器件最大運(yùn)行結(jié)溫決定了變換器能否正常工作[12-14]。

ANPC三電平變換器內(nèi)部功率器件的最大運(yùn)行結(jié)溫主要與調(diào)制比m、功率因數(shù)pf和換流方式有關(guān)。對(duì)于一個(gè)器件參數(shù)和散熱器參數(shù)確定的變換器，當(dāng)換流方式發(fā)生變化時(shí)，功率器件損耗和結(jié)溫分布各不相同。隨著調(diào)制比m和功率因數(shù)pf構(gòu)成的工作點(diǎn)變化時(shí)，開關(guān)器件損耗的分配特性也隨之改變[6]。

ANPC變換器不同換流方式比下最大運(yùn)行結(jié)溫分布如圖5所示。從圖5中可以看出，隨著工作點(diǎn)的移動(dòng)，結(jié)溫也隨之變化。結(jié)溫的最大值位于分布圖的四個(gè)頂點(diǎn)處，即m≈0與m=1.15和pf=1與pf=-1構(gòu)成的四個(gè)工作點(diǎn)處。同時(shí)，在同一工作點(diǎn)下，不同換流方式下，器件的結(jié)溫也有很大差異，以m≈0，pf=-1構(gòu)成的工作點(diǎn)為例。方式1換流的最大結(jié)溫分布如圖5(a)所示，方式2換流的最大結(jié)溫分布如圖5(b)所示，兩種換流方式下功率器件的最大運(yùn)行結(jié)溫分別為67℃和72℃左右；圖5(c)中方式1和方式2按照4/1比例進(jìn)行切換，功率器件的最大結(jié)溫為63℃左右；方式1和方式2以3/1比例進(jìn)行切換如圖5(d)所示，功率器件最大結(jié)溫為62℃左右。ANPC變換器的換流方式不同，最大結(jié)溫也不相同。通過(guò)選擇換流方式，就可以實(shí)現(xiàn)控制功率器件結(jié)溫的效果。

4 損耗均衡SHEPWM調(diào)制策略

ANPC三電平變換器能夠控制損耗分布的根本原因在于具有冗余的換流方式，它可以通過(guò)方式1和方式2兩種換流方式的選擇，對(duì)變換器中開關(guān)器件的損耗進(jìn)行分配。為了充分發(fā)揮ANPC變換器的優(yōu)勢(shì)，本文提出了一種ANPC三電平SHEPWM調(diào)制策略，不僅能夠有效均衡器件損耗、限制最大運(yùn)行結(jié)溫，而且還能有效消除低次諧波。

ANPC三電平逆變器特定消諧方法實(shí)現(xiàn)與NPC三電平逆變器相同，二者均是通過(guò)解超越方程組得到滿足消除特定次諧波的開關(guān)角度解。在N確定的條件下，開關(guān)角度解僅僅與調(diào)制比m有關(guān)，可以通過(guò)離線計(jì)算，將不同調(diào)制比下的開關(guān)角度解存儲(chǔ)下來(lái)供控制器使用。

圖5 ANPC變換器功率器件不同換流方式比下最大運(yùn)行結(jié)溫(℃)分布圖Fig.5 Maximum junction temperature(in degrees Celsius) versus power factor and modulation depth in ANPC converter for different commutation ratios and operating conditions.

為了發(fā)揮ANPC逆變器優(yōu)勢(shì)，在得到特定消諧開關(guān)角度的基礎(chǔ)上，采用結(jié)溫前饋控制。結(jié)溫前饋控制器的作用是根據(jù)工作點(diǎn)選擇合適的換流方式，使得對(duì)應(yīng)工作點(diǎn)下ANPC逆變器最大運(yùn)行結(jié)溫最低。與線性控制系統(tǒng)不同，ANPC換流方式與結(jié)溫并不是簡(jiǎn)單的線性關(guān)系。在一個(gè)調(diào)制周期中可以通過(guò)按照一定比例組合方式1和方式2來(lái)實(shí)現(xiàn)不同換流方式。由于一個(gè)周期內(nèi)的脈沖個(gè)數(shù)有限，只能得到有限個(gè)方式1和方式2構(gòu)成的換流方式組合。ANPC結(jié)溫前饋控制模型如圖6所示。為實(shí)現(xiàn)結(jié)溫前饋控制，首先將換流方式進(jìn)行細(xì)化?？刂茊蝹€(gè)調(diào)制周期內(nèi)方式1和方式2兩種換流方式交替切換的比例不同，構(gòu)成新的換流方式。具體地，將方式1和方式2兩種換流方式按照1/0，4/1，3/1，2/1，3/2，1/1，2/3，1/2，1/3，1/4，0/1的交替切換比例構(gòu)成11種不同的換流方式。然后根據(jù)損耗和結(jié)溫計(jì)算模型[2]，離線計(jì)算各個(gè)工作點(diǎn)在不同換流方式下的功率器件結(jié)溫，幾種換流方式下的離線計(jì)算結(jié)果如圖5所示。按照最大運(yùn)行結(jié)溫最低的原則，設(shè)計(jì)結(jié)溫前饋控制器。ANPC三電平最優(yōu)換流方式比分布圖如圖7所示，圖7上的點(diǎn)表示在該點(diǎn)對(duì)應(yīng)的工作點(diǎn)上使用該點(diǎn)對(duì)應(yīng)換流方式，實(shí)現(xiàn)了結(jié)溫前饋控制器的功能。

圖6 ANPC結(jié)溫前饋控制模型Fig.6 Feedforward junction temperature control model of ANPC

圖7 ANPC三電平最優(yōu)換流方式比分布圖Fig.7 Optimal commutation ratio of a SHE modulated ANPC three-level converter

最后，數(shù)字控制器將以調(diào)制度m和功率因數(shù)pf構(gòu)成的工作點(diǎn)作為輸入條件，根據(jù)本文所提出的調(diào)制策略選擇該工作點(diǎn)處對(duì)應(yīng)的SHE開關(guān)角度與最優(yōu)換流方式比進(jìn)行PWM調(diào)制，達(dá)到逆變器的最大運(yùn)行結(jié)溫最低和消除低次諧波的效果。

5 仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提調(diào)制策略的有效性，對(duì)ANPC三電平逆變器在不同調(diào)制策略和運(yùn)行條件下開關(guān)器件損耗和結(jié)溫進(jìn)行了仿真分析，系統(tǒng)仿真參數(shù)見表2。

表2 ANPC三電平仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters of ANPC three-level inverter

開關(guān)器件運(yùn)行時(shí)的損耗和結(jié)溫與變換器運(yùn)行條件、環(huán)境溫度以及開關(guān)器件的參數(shù)有關(guān)。由于功率器件的損耗參數(shù)隨溫度變化而變化，因而在進(jìn)行損耗和結(jié)溫準(zhǔn)確計(jì)算時(shí)，需要進(jìn)行結(jié)溫的迭代[2]。ANPC三電平逆變器在N=21條件下調(diào)制比m=1.0功率因數(shù)pf=1.0工作點(diǎn)處，本文所提出的SHE調(diào)制策略下的損耗與結(jié)溫分布情況如圖8所示。

圖8 功率器件的損耗與結(jié)溫(m=1.0, pf=1.0)Fig.8 Power loss and junction temperatures of power devices(m=1.0, pf=1.0)

可以看出，與NPC三電平逆變器和交替反向?qū)盈B(Alternative Phase Opposition Disposition，APOD)載波調(diào)制策略進(jìn)行對(duì)比，本文所提出的ANPC三電平SHEPWM調(diào)制策略能夠達(dá)到降低功率器件最大運(yùn)行結(jié)溫的預(yù)期效果。如圖8(b)所示，三種調(diào)制策略下開關(guān)器件的最大運(yùn)行結(jié)溫分別為64.5℃、62.2℃和60.1℃。

ANPC逆變器功率器件不同控制方式下的最大運(yùn)行結(jié)溫分布圖如圖9所示。從圖9中可以看出，三種調(diào)制方式下，最大運(yùn)行結(jié)溫分布的最高處均在m=1.15、m≈0與pf=1、pf=-1構(gòu)成的四個(gè)特殊工作點(diǎn)處。從圖9(c)中可以看出，在m=0.7，pf=0工作點(diǎn)處的最大運(yùn)行結(jié)溫最低，約54℃左右；由中間向周邊最大運(yùn)行結(jié)溫逐漸提高，并在m=1.15與pf=1、pf=-1構(gòu)成的工作點(diǎn)處達(dá)到最大，約61℃左右。對(duì)比圖9(a)、圖9(b)和圖9(c)，可以看出結(jié)溫前饋調(diào)制方式的最大運(yùn)行結(jié)溫明顯低于NPC調(diào)制方式和ANPC交替反向?qū)盈B式載波調(diào)制策略。

圖9 ANPC變換器功率器件不同控制方式下最大運(yùn)行結(jié)溫(℃)分布圖Fig.9 Maximum junction temperature(in degrees Celsius) versus power factor and modulation depth for different control and operating conditions

上述結(jié)果表明，在同等的運(yùn)行條件下，基于結(jié)溫前饋調(diào)制的ANPC三電平逆變器開關(guān)器件最大運(yùn)行結(jié)溫均低于NPC三電平逆變器和交替載波的調(diào)制策略。需要說(shuō)明的是，本文的設(shè)計(jì)和仿真結(jié)果是在表2提供的特定條件下得到的，當(dāng)參數(shù)改變時(shí)，仿真計(jì)算結(jié)果會(huì)產(chǎn)生差異，但結(jié)果的趨勢(shì)相似。

為了驗(yàn)證本文提出的調(diào)制策略的正確性，在ANPC三電平逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)中，ANPC三電平變換器主電路采用英飛凌公司FF450R17MEE4型號(hào)IGBT模塊，控制器采用DSP+FPGA以及其他外圍電路。負(fù)載為10Ω電阻與10mH電感串聯(lián)三相對(duì)稱負(fù)載，直流母線電壓為100V，輸出頻率為50Hz，相電壓在半周內(nèi)輸出的脈沖個(gè)數(shù)N=21。為了驗(yàn)證仿真參數(shù)條件下調(diào)制策略的可行性，實(shí)驗(yàn)中不同調(diào)制比和功率因數(shù)下的換流方式選擇按照110kW仿真參數(shù)確定。

相電壓的實(shí)驗(yàn)波形及頻譜如圖10所示，線電壓的實(shí)驗(yàn)波形及頻譜如圖11所示。相電壓低次頻譜中只包含3的整數(shù)次諧波，而高次諧波包含其他諧波成分；線電壓63次諧波前的低次諧波基本被消除，達(dá)到了消除低次諧波的目的，具有較高的電壓波形質(zhì)量。

圖10 相電壓實(shí)驗(yàn)波形及頻譜Fig.10 Experimental wave and spectrum of phase voltage

圖11 線電壓實(shí)驗(yàn)波形及頻譜Fig.11 Experimental wave and spectrum of line voltage

ANPC三電平逆變器在本文提出方法下的相電壓、相電流、流經(jīng)上半橋臂各個(gè)器件的電流波形如圖12所示。

圖12 ANPC實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.12 Experimental results of ANPC

IGBT模塊(Tx1/Dx1、Tx2/Dx2、Tx5/Dx5)電流波形中上半周是流過(guò)IGBT的電流；下半周是流過(guò)二極管的電流。當(dāng)調(diào)制比為1.0時(shí)，方式1和方式2的分配比例為3/1，相電壓、相電流、流經(jīng)上半橋臂Tx1/Dx1、Tx2/Dx2以及Tx5/Dx5的電流波形如圖12(a)所示；當(dāng)調(diào)制比為0.5時(shí)，方式1和方式2的分配比例為1/0，即以方式1的換流方式調(diào)制，相電壓、相電流、流經(jīng)上半橋臂Tx1/Dx1、Tx2/Dx2以及Tx5/Dx5的電流波形如圖12(b)所示。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所提出的調(diào)制策略能夠在ANPC三電平拓?fù)渖系玫搅己玫恼{(diào)制效果。

6 結(jié)論

本文研究了ANPC三電平逆變器消除特定諧波的調(diào)制策略。分析了ANPC三電平逆變器在不同換流方式下的損耗與結(jié)溫分布情況。提出了一種結(jié)溫前饋控制的有源鉗位型三電平逆變器的特定諧波消除調(diào)制方法，同時(shí)兼顧輸出電壓的波形質(zhì)量和逆變器功率器件損耗和結(jié)溫均衡分布情況。仿真和實(shí)驗(yàn)表明該方法能有效實(shí)現(xiàn)均衡損耗、降低最大運(yùn)行結(jié)溫的效果，具有一定的實(shí)用性和優(yōu)越性，對(duì)于動(dòng)態(tài)性能要求不高的場(chǎng)合有助于降低開關(guān)頻率，提高逆變器的容量。

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Research on selected harmonic elimination PWM technique applicable to active NPC three-level inverter

ZHU Xin-wei， ZHU Xiao-ying， DAI Peng

(School of Information and Control Engineering, China University of Mining and Technology,Xuzhou 221008, China)

The three-level active neutral point clamped inverter can control the loss distribution of power devices, balancing power device junction temperature, which is helpful to improve the capacity of the inverter. The selected harmonic eliminations method has high waveform quality and low switching loss characteristics. This paper proposes a kind of modulation strategy of three-level ANPC inverter, which can realize high waveform quality and the balance of the switching devices and the equilibrium distribution of junction temperature. The strategy is helpful to achieve lower switching frequency and improve the equipment capacity of the inverter. The modulation strategy is validated by simulation and experimental results.

active neutral point clamped; three-level; SHE; loss; junction temperature

2016-06-30

江蘇省普通高校研究生科研創(chuàng)新計(jì)劃項(xiàng)目 (SJLX_0631)

朱信威(1990-)， 男， 江蘇籍， 碩士研究生， 研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)； 戴 鵬(1973-)， 男， 河北籍， 教授， 博士， 研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

10.12067/ATEEE1606067

1003-3076(2017)07-0020-08

TM464