王新春，葛仿

(內蒙古科技大學，內蒙古 包頭 014000)

0 引言

IGBT模塊結溫變化是造成器件失效的主要原因。IGBT模塊內部溫度隨功率損耗而變化，且模塊內不同材料的熱膨脹系數(shù)不同，材料之間會產生交變熱應力，熱應力的長期累積將使器件受損直至失效。計算模塊的結溫對評估器件可靠性具有重要意義。目前，IGBT模塊結溫的獲取方法主要分為模擬法和實際探測法兩大類，兩類方法各有優(yōu)缺點及適用范圍[1]。文獻[2—4]采用模擬法獲取結溫。文獻[2]將IGBT電氣模型與IGBT硅芯片、封裝和散熱器的動態(tài)熱模型相結合，開發(fā)了IGBT動態(tài)電-熱模型，應用Saber仿真軟件確定硅芯片表面溫度的瞬時值，但沒有對器件結溫變化規(guī)律做具體分析。文獻[3]將文獻[2]的電-熱模型用于分析全橋電壓源逆變電路中功率器件的熱特性，研究TO247器件硅芯片的熱響應與單相IGBT器件溫升的關系，采用的是脈沖寬度調制(PWM)方式。文獻[4]提出一種有限元方法，研究風電機組的IGBT模塊的熱耦合效應和不同條件下的熱阻抗，將所提取的熱網絡用于溫度和功率損耗的計算。文獻[5—7]采用實際探測法獲取結溫。文獻[5]采用紅外熱成像儀對IGBT模塊鍵合引線熔斷過程的結溫場分布進行實時探測。文獻[6]介紹一種在IGBT模塊運行時測其正向飽和壓降來計算結溫的熱敏電參數(shù)方法。文獻[7]利用光纖傳感器直接測量芯片溫度，并對熱阻抗分析函數(shù)進行建模。

傳感器測量獲得結溫的方法原理簡單，但針對的是沒有塑封的模塊，且測量結果不夠精確。熱敏電參數(shù)法利用IGBT中具有溫度敏感性的電氣參數(shù)，如集射極飽和壓降等間接測量結溫，該方法不必打開器件封裝，可實現(xiàn)溫度在線測量。熱敏電參數(shù)法測得的是整個IGBT內部的平均結溫，需要先進行定標，定標的準確性直接影響了測量的準確性[8]。紅外熱探測法不直接接觸器件，可以得到模塊鋁鍵合引線溫度的實時變化過程，但是測量前需要打開模塊封裝，且紅外成像儀價格昂貴，對使用環(huán)境有較高要求。有限元法可以得到模塊三維溫度場的分布，確定結溫點的位置，但是建模的過程需要各層材料的詳細參數(shù)，并且需要進行大量的計算。電-熱耦合模型法不用接觸被測物，采用參數(shù)比擬，計算量小，能計算IGBT模塊的穩(wěn)態(tài)結溫和瞬態(tài)結溫，是現(xiàn)階段應用比較廣泛的一種結溫測量方法。

本文綜合以上結溫測量方法的優(yōu)缺點，采用電-熱模擬法測量結溫。以變流器中的三相橋式逆變電路為例，采用SPWM控制策略，根據模塊在一個開關周期的工作情況建立IGBT模塊功率損耗模型，利用4階Foster熱網絡模型和電-熱比擬原理，模擬IGBT模塊由結到殼的瞬態(tài)熱阻。在MATLAB/Simulink中搭建IGBT模塊結溫仿真模型，研究IGBT模塊的結溫變化。

1 IGBT模塊的電氣模型

本文所用的三相逆變電路如圖1所示。三相逆變電路采用雙極型SPWM調制方式，IGBT模塊選用Infineon公司的FF450R17IE4。

圖1 三相橋式逆變電路

因為三相逆變電路具有三相對稱的特點，且選用相同的IGBT模塊，所以輸出的三相電壓和三相電流的波形相同，僅存在120°的相位差?？梢哉J為，在1個輸出周期內每個IGBT產生的功率損耗相同[9]，故只對一相的IGBT與FWD進行損耗分析就能得到整個三相逆變電路的功率損耗。

1.1 IGBT功率損耗的計算

IGBT損耗由通態(tài)功率損耗PI,con和開關功率損耗PI,sw組成，其中，開關功率損耗由開通損耗PI,on和關斷損耗PI,off組成。

如圖1所示，在1個開關周期中，IGBT的通態(tài)功率損耗[10]為

PI,con=Vceic(t)δ(t)

(1)

由IGBT的輸出特性曲線知，可用近似線性化提取參數(shù)的方法將通態(tài)壓降Vce表示出來：

Vce=Vce0+ic(t)rce

(2)

式中：Vce0為初始飽和壓降；rce為導通電阻。由器件手冊可知，Vce0與rce不隨外部電流的改變而改變，但都受溫度影響，和溫度存在線性關系，即

Vce0=Vce0_25 ℃+Kv,I[Tj,I-(25+273.15)]

(3)

rce=rce_25 ℃+Kr,I[Tj,I-(25+273.15)]

(4)

式中：Vce0_25 ℃為25 ℃時IGBT的初始飽和壓降；rce_25 ℃為25 ℃時IGBT的導通電阻；Tj,I為IGBT的結溫；Kv,I和Kr,I為IGBT的初始飽和壓降與導通電阻的溫度系數(shù)。

IGBT的通態(tài)功率損耗可表示為

PI,con=ic[Vce0_25 ℃+Kv,I(Tj,I-25-273.15)]

(5)

IGBT的開關功率損耗表示為

PI,sw=fswEI,s(ic)

(6)

式中：fsw為開關頻率；EI,s(ic)為IGBT開、關一次的能量損耗之和。

EI,s(ic)與集電極電流、結溫的關系為

KI,s(125+273.15-Tj,I)]

(7)

式中：Eon、Eoff為IGBT額定條件下的開通、關斷能量損耗；Udc為變流器直流側電壓；UN為IGBT模塊額定電壓；IN為IGBT模塊額定電流；KI,s為IGBT開關能量損耗的溫度修正系數(shù)。

1.2 FWD功率損耗的計算

FWD的器件功率損耗由通態(tài)損耗PD,con和開關損耗PD,sw組成。FWD關斷時，產生的反向恢復損耗遠大于其開通損耗，故開通損耗可忽略不計。FWD在1個開關周期內的功率損耗與IGBT的計算類似，即FWD的通態(tài)損耗為

PD,con=VFiD(t)[1-δ(t)]

(8)

式中：VF為FWD的飽和壓降；iD(t)為流過FWD的集電極電流。

FWD導通時的飽和壓降VF表示為

VF=VF0+iD(t)rD

(9)

式中：VF0為FWD的初始飽和壓降；rD為FWD的通態(tài)電阻。

FWD的初始飽和壓降VF0和通態(tài)電阻rD與結溫均可表示為線性關系：

VF0=VF_25 ℃+Kv,D[Tj,D-(25+273.15)]

(10)

rD=rD_25 ℃+Kr,D[Tj,D-(25+273.15)]

(11)

式中：VF_25 ℃為FWD在25 ℃時的額定通態(tài)壓降；Tj,D為FWD結溫；rD為FWD在25 ℃時的額定通態(tài)電阻；Kv,D為二極管通態(tài)壓降的溫度影響系數(shù)；Kr,D為FWD通態(tài)電阻的溫度影響系數(shù)。

FWD的通態(tài)損耗功率模型可表示為

PD,con=iD(t)[VF_25 ℃+Kv,D(Tj,D-25-

Kr,D(Tj,D-25-273.15)][1-δ(t)]

(12)

同IGBT開關損耗計算方法類似，F(xiàn)WD的開關損耗功率模型為

KD,s(125+273.15-Tj,D)]

(13)

式中：Eref為FWD額定條件下的反向恢復能量損耗；KD,s為FWD開關能量損耗的溫度修正系數(shù)。

2 IGBT模塊的熱網絡模型

IGBT模塊的熱特性可以用等效RC熱網絡模型電路表示，因Foster熱網絡模型的參數(shù)容易獲取，大部分文獻采用的是Foster熱網絡模型。本文采用4階Foster模型來計算IGBT的結溫，因上文中分析1個橋臂工作狀態(tài)，故搭建1個橋臂的熱網絡模型。由IGBT器件的封裝結構可知，IGBT功率模塊與二極管共用1個散熱器，本文不考慮二者之間的相互影響，可以得到IGBT的等效熱路圖[11],如圖2所示。

圖2中，ZI,jc與ZD,jc分別為IGBT與FWD芯片到殼的熱阻抗；ZI,ch和ZD,ch分別為IGBT與FWD的殼到散熱器的熱阻抗；Zha為散熱器到環(huán)境的熱阻抗；Ta為環(huán)境溫度。本文選用的是Infineon公司的FF450R17IE4，仿真中用到的4階芯片到殼的熱網絡參數(shù)和1階殼到散熱器的熱網絡參數(shù)都來源于器件數(shù)據手冊，散熱器到環(huán)境的熱網絡參數(shù)是由Infineon在線仿真軟件IPOSIM在典型水冷散熱方式下得出。IGBT模塊FF450R17IE4的熱網絡的參數(shù)見表1，表中時間常數(shù)τi=RiCi。

圖2 IGBT模塊的熱網絡模型

表1 IGBT模塊熱網絡參數(shù)

3 IGBT模塊的結溫仿真

本文基于上述IGBT模塊結溫計算方法和熱網絡模型，在MATLAB/Simulink平臺搭建IGBT模塊的結溫仿真模型。逆變器采用SPWM調制方式，調制度m=0.8，直流側電壓Vdc=1 100 V，環(huán)境溫度Ta=(40+273.15)K=313.15K。

1)取輸出頻率f=50 Hz，開關頻率fsw=2 kHz，IGBT模塊的結溫仿真模型如圖3所示。

圖3 fsw=2 kHz，IGBT模塊結溫仿真結果

此時，IGBT的平均結溫為69.5 ℃，結溫波動為9 ℃；FWD的平均結溫為53 ℃，結溫波動為4 ℃。

為驗證搭建模型的可行性，用Infineon在線仿真軟件IPOSIM在相同參數(shù)下進行仿真，結果如圖4所示。

(a)IGBT的IPOSIM仿真結果

(b)FWD的IPOSIM仿真結果

圖4中，IGBT的平均結溫為69.5 ℃，結溫波動為5 ℃；FWD的平均結溫為52.375 ℃，結溫波動為2.25 ℃。本文搭建的結溫仿真模型考慮了結溫實時反饋，與IPOSIM仿真結果對比，其誤差在可接受范圍內，故本文搭建模型具有可行性。

2)當輸出頻率f=50 Hz，器件開關頻率fsw分別取1 kHz和10 kHz時，IGBT模塊的仿真結果如圖5、6所示。當器件開關頻率為1 kHz時，IGBT的平均結溫為61.5 ℃，結溫波動為7 ℃；FWD的平均結溫為50 ℃，結溫波動為4 ℃。當器件開關頻率為10 kHz時，IGBT的平均結溫為105 ℃，結溫波動為20 ℃；FWD的平均結溫為74 ℃，結溫波動為12 ℃。

由圖5、6的結溫波形可以看出，在1個輸出周期內，IGBT和FWD的結溫上升波形都比結溫下降波形陡，即在1個輸出周期內IGBT模塊的結溫上升速度比下降速度快。這是因為在1個輸出周期的前半部分，IGBT模塊有電流流過，處于開關狀態(tài)時功率損耗較大，結溫上升，在1個輸出周期的后半部分，IGBT模塊沒有電流流過，沒有功率產生，處于散熱階段；且IGBT模塊在1個輸出周期內的損耗功率大于散熱功率。

由圖3、5、6可以看出，當輸出頻率不變，隨著開關頻率的增加，IGBT模塊的結溫增加，結溫波動幅度增加，且結溫波形更加平滑。這是因為開關頻率越高，功率損耗越大，平均結溫和結溫波動都會增加，產生的電流波形就越平滑，所以得到的結溫曲線更光滑，干擾更小，但過高的開關頻率又會使功率損耗過大，結溫更高。

3)當器件開關頻率fsw保持10 kHz不變，輸出頻率f分別為10 Hz、50 Hz、100 Hz時，IGBT模塊的仿真結果分別如圖7、6、8所示。

圖5 fsw=1 kHz，IGBT模塊結溫仿真結果

圖6 fsw=10 kHz，IGBT模塊結溫仿真結果

圖7 f=10 Hz，IGBT模塊結溫仿真結果

圖8 f=100 Hz，IGBT模塊結溫仿真結果

當輸出頻率f=10 Hz時，IGBT的平均結溫為109 ℃，結溫波動為62 ℃；FWD的平均結溫為73 ℃，結溫波動為30 ℃。

當輸出頻率f=100 Hz時，IGBT的平均結溫為89.5 ℃，結溫波動為9 ℃；FWD的平均結溫為70 ℃，結溫波動為8 ℃。

可以看出，在器件開關頻率不變的情況下，隨著輸出頻率的增加，IGBT和FWD的結溫波動減少，平均結溫大體上減小。

4)在已搭建的結溫仿真模型中，將恒定環(huán)境溫度40 ℃改為從30 ℃至40 ℃的漸變溫度，如圖9所示。當輸出頻率為50 Hz，功率器件開關頻率為2 kHz時，IGBT模塊的結溫波動曲線如圖10所示。

圖9 漸變環(huán)境溫度

(a)漸變環(huán)境溫度下IGBT模塊的整體結溫波形

(b)漸變環(huán)境溫度下IGBT模塊的局部結溫波形圖10 漸變環(huán)境溫度下IGBT模塊的結溫波形

由圖10可以看出，隨著環(huán)境溫度的增加，平均結溫會增加，但結溫波動沒有變化；將圖10(a)與圖3對比可以發(fā)現(xiàn)，即使在先前有環(huán)境溫度變化，但對最后整體的平均結溫及結溫波動沒有影響。

4 結語

本文以三相逆變電路為例，分析了IGBT模塊在1個開關周期內工作產生的功率損耗，結合IGBT模塊的熱傳導特性，在MATLAB/Simulink中搭建出結溫計算模型，通過Infineon的在線仿真軟件IPOSIM驗證了模型的可行性。所得結論如下：

1)在1個輸出周期內，IGBT模塊的結溫上升速度比結溫下降速度快，結溫曲線整體上升，一段時間后趨于穩(wěn)定。

2)IGBT模塊的平均結溫和結溫波動隨著開關頻率的增加而增加，隨著輸出頻率的增加而減小。

3)IGBT模塊結溫隨著環(huán)境溫度的變化而變化，當環(huán)境溫度升高，IGBT模塊平均結溫隨著升高。