張亮亮, 韓剛, 蔡旭,2

(1.上海交通大學(xué) 電子信息與電氣工程學(xué)院風(fēng)力發(fā)電研究中心，上海 200240；2.上海交通大學(xué) 船舶海洋與建筑工程學(xué)院海洋工程國家重點(diǎn)實驗室，上海 200240)

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基于永磁同步電機(jī)的電流源型風(fēng)電變流器實現(xiàn)

張亮亮1, 韓剛1, 蔡旭1,2

(1.上海交通大學(xué) 電子信息與電氣工程學(xué)院風(fēng)力發(fā)電研究中心，上海 200240；2.上海交通大學(xué) 船舶海洋與建筑工程學(xué)院海洋工程國家重點(diǎn)實驗室，上海 200240)

永磁直驅(qū)式全功率風(fēng)電變流器具有結(jié)構(gòu)簡單、轉(zhuǎn)換效率高、低成本、可靠性高等優(yōu)勢，是目前風(fēng)力發(fā)電領(lǐng)域的一個重要研究方向。電流源型變換器跟電壓源型變換器相比，具有出色的低電壓穿越能力、易并聯(lián)、高可靠性等優(yōu)點(diǎn)。因此提出了基于永磁同步電機(jī)的電流源型風(fēng)電變流器的實現(xiàn)方法，包括變換器的參數(shù)設(shè)計、有功和無功的控制策略、有源阻尼的實現(xiàn)?；谔岢龅目刂撇呗裕梢詫崿F(xiàn)一個完整的電流源型PWM變流器。最后給出了提出的控制策略的MATLAB仿真結(jié)果。

電流源型變換器；永磁同步電機(jī)；風(fēng)電變換器；有功無功解耦控制；諧振抑制

0 引 言

電流源型變換器與電壓源型變換器相比，具有低電壓穿越能力、易并聯(lián)、高可靠性等優(yōu)點(diǎn)[1]。這些優(yōu)點(diǎn)使電流源型變換器(簡稱CSC)非常適合作為風(fēng)機(jī)與電網(wǎng)的接口。國內(nèi)相關(guān)文獻(xiàn)中，文獻(xiàn)[2]只研究了電流源型整流器(簡稱CSR)的建模、控制策略等問題。文獻(xiàn)[3]只研究了電流源型并網(wǎng)逆變器(簡稱CSI)的建模、調(diào)制、控制等問題。文獻(xiàn)[4]雖然研究了電流源型風(fēng)電變流器，但是機(jī)側(cè)變換器采用二極管整流器拓?fù)?。文獻(xiàn)[1,5]研究了PWM電流源型風(fēng)電變流器，但是并沒有研究電流源型變換器相關(guān)參數(shù)的設(shè)計，LC濾波器諧振問題。針對LC諧振問題，大部分文獻(xiàn)采用無源阻尼和虛擬電阻法[6-7]。本文提出引入電感電壓和電流的方法以抑制諧振。

本文提出的采用電流源型PWM變換器作為風(fēng)力發(fā)電機(jī)與電網(wǎng)的接口具有結(jié)構(gòu)簡單、輸出波形好、易于并聯(lián)、四象限運(yùn)行等優(yōu)點(diǎn)。直流側(cè)電抗器又賦予了電流源型變換器可靠的短路保護(hù)和低電壓穿越能力。電流源型風(fēng)電系統(tǒng)拓?fù)淙鐖D1所示。包含永磁同步電機(jī)、全功率背靠背電流源型變換器、變壓器。背靠背電流源型變換器包括機(jī)側(cè)變換器、網(wǎng)側(cè)變換器、直流電抗器和濾波器。

兩個變流器之間的直流電抗器實現(xiàn)了機(jī)側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器之間的解耦，使得兩個變流器可以獨(dú)立地分開控制。一般情況下，機(jī)側(cè)變流器控制發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)速和無功功率，網(wǎng)側(cè)變流器控制直流電流和網(wǎng)側(cè)無功。由于電流源型變換器采用LC濾波，輸出電流中的諧波非常容易引起諧振，因此在常規(guī)目標(biāo)的控制中需加入有源阻尼控制。

為實現(xiàn)機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)有功和無功的控制目標(biāo)，本文提出了基于PI調(diào)節(jié)器的閉環(huán)控制算法。為抑制LC諧振，提出了引入濾波電感電壓、電流負(fù)反饋的控制策略。并在理論上對提出的控制策略進(jìn)行了詳細(xì)分析，最后給出了MATLAB仿真結(jié)果。

1 基于永磁同步電機(jī)的風(fēng)電系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型

1.1 電流源型變換器數(shù)學(xué)模型

電流源型風(fēng)電變流器有整流器和逆變器組成，由于整流器和逆變器的對偶性，本文僅對整流器分析，所得數(shù)學(xué)模型同樣適用于逆變器。圖2所示的三相電流型 PWM 整流器(CSR)的主電路結(jié)構(gòu)，交流側(cè)由L、C組成二階低通濾波器，以濾除交流側(cè)電流中的開關(guān)諧波；直流側(cè)接大電感，使直流側(cè)電流近似為平滑的直流。開關(guān)器件由可控器件與二極管串聯(lián)組成，以提高器件的反向阻斷能力?，F(xiàn)作如下假設(shè)：

(1) 電網(wǎng)電動勢為三相對稱的正弦波電動勢；

圖1 基于永磁同步電機(jī)的電流源型風(fēng)電變換器拓?fù)?/p>

(2) 交流、直流側(cè)濾波電感L、Ldc均是線性的，且不考飽和；

(3) 開關(guān)損耗已折合到三相CSR直流側(cè)，且包含在負(fù)載電阻RL之中。

圖2 電流源型整流器器主電路拓?fù)?/p>

在以電網(wǎng)電壓矢量定向的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下,三相電流型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型[2]29如下所示：

(1)

式中id,iq為ia,ib,ic在dq坐標(biāo)系下的分量；vd,vq為va,vb,vc在dq坐標(biāo)系下的分量；σd,σq為三值邏輯開關(guān)函數(shù)σa,σb,σc在dq坐標(biāo)系下的分量。

圖2所示的三相電流源整流器的拓?fù)?，如果將ea,eb,ec看作發(fā)電機(jī)內(nèi)電動勢，L當(dāng)作定子電感，R為電感等效電阻，圖2所示拓?fù)淇僧?dāng)作機(jī)側(cè)變換器主電路拓?fù)洌藭r可根據(jù)式(1)得出機(jī)側(cè)變換器的數(shù)學(xué)模型。

1.2 永磁同步電機(jī)數(shù)學(xué)模型

由于永磁同步電機(jī)是一個高階、多變量以及強(qiáng)耦合非線性系統(tǒng)，為方便對其建立數(shù)學(xué)模型，作以下假設(shè)：

(1) 忽略鐵芯飽和；

(2) 忽略磁滯和渦流損耗；

(3) 轉(zhuǎn)子上無阻尼繞組；

(4) 永磁體材料電導(dǎo)率為零；

(5) 相繞組中感應(yīng)電動勢為正弦波。

以轉(zhuǎn)子永磁體磁極軸線為d軸，超前d軸90度為q軸，建立同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。永磁同步電機(jī)在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型如式(2)和式(3)所示：

Te=1.5p[ψfiqg+(Lsd-Lsq)idgiqg]

(3)

式中usd,usq為三相定子電壓dq分量，Ld,Lq為定子電感dq分量，idg,iqg為定子電流dq分量，ψf為永磁體磁鏈，p為電機(jī)極對數(shù)，Te為電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩。

2 機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)控制策略

2.1 機(jī)側(cè)控制策略

圖3 機(jī)側(cè)變換器控制框圖

假設(shè)永磁同步電機(jī)交軸電抗和直軸電抗相等，即Ld=Lq=Ls，文獻(xiàn)[5]給出了電容電流的表達(dá)式：

(4)

2.2 網(wǎng)側(cè)控制策略

網(wǎng)側(cè)變換器主要有兩個控制目標(biāo)：一是直流電流控制(有功控制)；二是并網(wǎng)無功功率控制[8-9]。為實現(xiàn)上述目標(biāo)，基于電網(wǎng)電壓矢量定向的網(wǎng)側(cè)控制策略如圖4所示。網(wǎng)側(cè)控制器由兩個獨(dú)立的有功和無功控制環(huán)組成，直流電流環(huán)控制流向電網(wǎng)的有功能量。與電壓源型變換器通過固定直流電壓，控制調(diào)制比來調(diào)節(jié)有功能量不同，電流源型變換器通過固定調(diào)制比，調(diào)節(jié)直流電流來調(diào)節(jié)輸出的有功功率。直流電流的參考值不固定，根據(jù)電機(jī)輸出功率波動而變化。文獻(xiàn)[5]給出了直流電流參考值與電機(jī)輸出功率的關(guān)系。而無功功率的參考值通常與電網(wǎng)的運(yùn)行狀態(tài)有關(guān)，通常情況下，令Q*=0。

圖4 網(wǎng)側(cè)變換器控制框圖

3 有源阻尼控制

由于LC濾波器的存在，變換器側(cè)電流諧波或者電網(wǎng)電壓畸變均可使電流源型變換器發(fā)生諧振。諧振抑制通常有兩種方法：有源阻尼和無源阻尼。無源阻尼由于會引起額外的功率損耗，通常不會采用。以電流源型整流器(CSR)為例，本文將介紹一種通過引入電感電流和電壓負(fù)反饋來抑制諧振的方法，如圖5所示。

圖5 電感電流和電壓負(fù)反饋原理圖

為分析該方法作用原理，需先分析LC諧振源。CSR交流側(cè)單相等效電路如圖6所示。從圖中可知，電網(wǎng)電壓諧波和變換器側(cè)電流諧波均能引起LC諧振。表述為傳遞函數(shù)形式如下：

Is(s)=Gii(s)Iw(s)+Giv(s)vs(s)

(5)

其中

忽略電感內(nèi)阻，引入電感電壓和電流負(fù)反饋之后，可根據(jù)圖5寫出此時傳遞函數(shù)Gii(s)和Giv(s的表達(dá)式如下：

(6)

圖6 CSR交流側(cè)等效電路

(7)

(8)

其中ωs—線電流中主諧波電流頻率；σs—ωs處期望的幅頻增益；ξopt—最優(yōu)阻尼比。

圖7 諧振頻率和阻尼比與反饋增益曲線

4 仿真結(jié)果分析

為驗證上文提出的控制策略，本文進(jìn)行了10 kW背靠背電流源型變換器MATLAB仿真。系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)仿真的控制策略如圖8～10所示。MATLAB仿真中，永磁同步電機(jī)由Simulink模塊提供的風(fēng)機(jī)模型驅(qū)動。給定風(fēng)速，風(fēng)機(jī)模型能提供最優(yōu)電機(jī)參考轉(zhuǎn)速。為了展示系統(tǒng)的暫態(tài)過程，在t=1.5 s時風(fēng)速從12 m/s降至10 m/s，t=3 s時風(fēng)速從10 m/s升至12 m/s。轉(zhuǎn)速ωg暫態(tài)過程仿真結(jié)果如圖8所示，網(wǎng)側(cè)輸出有功功率如圖9所示，t=1.5 s風(fēng)速下降時，為使電機(jī)減速，此時PI調(diào)節(jié)器會提升電磁轉(zhuǎn)矩，而電磁轉(zhuǎn)矩最大值取決于直流電流的值，故在t=1.5 s時，網(wǎng)側(cè)輸出有功功率和直流電流的值會有一個短暫的尖峰。同理，t=3 s風(fēng)速上升時，為使電機(jī)增速，此時PI調(diào)節(jié)器會降低電磁轉(zhuǎn)矩，為防止電磁轉(zhuǎn)矩小于零，從而從電網(wǎng)吸收能量，設(shè)置電磁轉(zhuǎn)矩最小參考值為0。故在t=3 s時，網(wǎng)側(cè)輸出有功功率和直流電流的值會有一個短暫的跌落。網(wǎng)側(cè)輸出無功功率如圖10所示，在穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)時，輸出的無功功率均為0。

表1

圖8 電機(jī)轉(zhuǎn)速曲線

圖9 網(wǎng)側(cè)輸出有功功率

圖10 網(wǎng)側(cè)輸出無功功率

直流電流Idc仿真結(jié)果如圖11所示。為使系統(tǒng)損耗最低，電流源型變換器一般固定調(diào)制比，改變直流電流。如圖11所示，由于電機(jī)輸出有功功率的變化，直流電流從50 A降至30 A，后又升至50 A。圖12展示了在額定情況和網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行下的單相電流和電壓的波形。

圖11 直流電流

圖12 穩(wěn)態(tài)下，額定運(yùn)行時網(wǎng)側(cè)相電流與相電壓

為驗證上文提到有源阻尼控制策略，抑制前的網(wǎng)側(cè)三相電流如圖13所示，從圖中明顯看出三相輸出電流發(fā)生了畸變，此時THD為7%。加上有源阻尼控制算法后的三相電流波形如圖14所示，此時THD為2.09%，符合并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)。

圖13 未加有源阻尼算法時的三相輸出電流波形

圖14 加有源阻尼算法后的三相輸出電流波形

5 結(jié)束語

目前電流源型變換器的研究很多集中在三相CSR整流器上，研究背靠背電流源型風(fēng)電變流器的文獻(xiàn)比較少，本文比較全面的介紹了背靠背電流源型風(fēng)電變流器。首先建立并分析了機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)的數(shù)學(xué)模型；其次根據(jù)網(wǎng)側(cè)和機(jī)側(cè)的控制目標(biāo)，結(jié)合數(shù)學(xué)模型提出了機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)控制算法；針對LC諧振問題，提出引入電感電壓和電流的有源阻尼策略；最后介紹了系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計方法并以10 kW的MATLAB仿真驗證了上文提出的各種控制策略。

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Implementation of a Current Source Wind Power Converter Based on the Permanent Magnet Synchronous Motor

Zhang Liangliang1, Han Gang1, Cai Xu1,2

(1. Wind Power Research Center, School of Electronic Information and Electrical Engineering，Shanghai Jiao Tong University, Shanghai 200240, China;2. State Key Laboratory of Ocean Engineering, School of Naval Architecture and Ocean and Constructional Engineering, Shanghai Jiao Tong University, Shanghai 200240, China)

Permanent magnet direct-drive full power wind power converter with such advantages as simple structure, high conversion efficiency, low cost and high reliability make itself an important research direction in the field of wind power. In comparison with voltage source converter (VSC), current source converter (CSC) has outstanding low-voltage ride-through ability, easy parallel connection and high reliability. Therefore, this article presents a specific approach to implement current source wind power converter based on the permanent magnet synchronous motor, including converter parameter design, active-reactive control strategy and realization of active damping. Finally, Matlab simulation result is given for the proposed control strategy.

current source converter (CSC); permanent magnet synchronous motor;wind power converter; active-reactive power decouple control;resonance suppression

上海市科委項目(11dz1200204);Fuji Electric Co., Ltd., Research Project

10.3969/j.issn.1000-3886.2016.03.002

TM461/464

A

1000-3886(2016)03-0003-04

張亮亮(1991-)，男，河南人，碩士生，研究方向為風(fēng)電變流器。

定稿日期: 2015-12-14