王樹文，單碩碩，張 洋，陳亮橋，徐天龍，李阿嬌，周?，摚?元

（東北農(nóng)業(yè)大學(xué) 電氣與信息學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150030）

0 引言

近年來，由于傳統(tǒng)電壓型逆變器［1］存在明顯的不足，因此提出了Z源逆變器。Z源逆變器依靠其獨特的優(yōu)勢受到國內(nèi)外學(xué)者的關(guān)注并且進行了大量研究，被廣泛應(yīng)用在各種場合，例如不間斷供電系統(tǒng)（UPS）、分布式發(fā)電系統(tǒng)、混合電動汽車等，但是其存在如下缺陷：電容電壓高于直流輸入電壓，導(dǎo)致器件應(yīng)力過大；直流側(cè)輸入電流不連續(xù)，導(dǎo)致電壓利用率低；升壓能力不足；啟動時形成沖擊回路，容易損壞器件等［2-4］。

為了改善傳統(tǒng)Z源逆變器的性能，提出了準Z源逆變器（qZSI）［5］。 準 Z源逆變器除了保留了傳統(tǒng)Z源逆變器的優(yōu)點外，其直流側(cè)輸入電流連續(xù)，降低了Z源網(wǎng)絡(luò)中電容的耐壓值，對啟動沖擊形成有效的抑制，但是它的升壓能力并未得到改善。

隨后，國內(nèi)外學(xué)者對Z源／準Z源逆變器拓撲進行了改進，包括傳統(tǒng)準Z源模塊串并聯(lián)型［6-8］、開關(guān)升壓型準 Z 源逆變器（SB-qZSI）［9-10］、電容輔助升壓型準Z源逆變器（CA-qZSI）和二極管輔助升壓型準Z 源逆變器（DA-qZSI）［11-12］、開關(guān)電感型 Z 源逆變器［13-16］等。但是上述改進型Z源逆變器在器件數(shù)量、升壓能力、電容電壓應(yīng)力等方面仍有不足。

本文在此提出一種基于開關(guān)升壓型準Z源逆變器的新型拓撲——開關(guān)電感升壓型準Z源逆變器SB／SL-qZSI（Switched Boost／Switched-inductor qZSI）。該拓撲除了繼承傳統(tǒng)Z源逆變器的所有優(yōu)點外，還減少了阻抗網(wǎng)絡(luò)中電容、電感的數(shù)量；實現(xiàn)了任意倍數(shù)的升壓；相同電壓增益下，減少了電容電壓應(yīng)力；較小的直通占空比即可獲得任意倍數(shù)的升壓，增大了調(diào)制比范圍，改善了輸出電能質(zhì)量和系統(tǒng)穩(wěn)定性。通過理論分析、MATLAB仿真和實驗驗證了該新型拓撲理論的正確性和優(yōu)越性。

1 新型準Z源逆變器拓撲的提出

1.1 傳統(tǒng)改進型準Z源逆變器

為了改善傳統(tǒng)準Z源逆變器的不足，文獻［7-8］提出了減小電容電壓型準Z源逆變器拓撲，如圖1所示。

圖1 減小電容電壓型準Z源逆變器拓撲Fig.1 Topologies of quasi-Z-source inverter with reduced capacitor voltage

2種改進型準Z源逆變器拓撲都是利用2個傳統(tǒng)準Z源模塊并聯(lián)組成，與傳統(tǒng)準Z源逆變器相比，直流側(cè)輸入電流連續(xù)，Z源網(wǎng)絡(luò)中的電容電壓減小，啟動電感電流的峰值有所降低。但是改進型準Z源逆變器只降低了阻抗網(wǎng)絡(luò)中部分電容的電壓，而且增加了電路中的無源器件。另外，圖1（a）拓撲升壓能力也并未得到改善［7-8］。

1.2 改進Ⅰ型SB／SL-qZSI

改進Ⅰ型SB／SL-qZSI拓撲結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 改進Ⅰ型SB／SL-qZSI拓撲Fig.2 Topology of improved SB／SL-qZSI type-I

改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的工作原理同傳統(tǒng)Z源逆變器的工作原理相類似，其工作狀態(tài)分為直通狀態(tài)和非直通狀態(tài)，等效電路如圖3所示。為了方便分析，取電感L1=L2=L。

圖3 改進Ⅰ型SB／SL-qZSI等效電路圖Fig.3 Equivalent circuits of improved SB／SL-qZSI type-I

逆變器工作在直通狀態(tài)時，其等效電路如圖3（a）所示。逆變器側(cè)短路，VT0、VD1、VD2導(dǎo)通，VDa、VDb、VD3截止，電感L1與L2并聯(lián)儲存能量，電容C1放電，則直通狀態(tài)下的電路方程為：

其中，Uin為直流輸入電壓；UPN為直流母線電壓；UC為電容電壓。

逆變器工作在非直通狀態(tài)時，其等效電路如圖3（b）所示。 將逆變橋等效為電壓源，VDa、VDb、VD3導(dǎo)通，VT0、VD1、VD2截止，電感 L1與 L2串聯(lián)釋放能量，電容C1充電，則非直通狀態(tài)下的電路方程為：

設(shè)在一個開關(guān)周期T內(nèi)，橋臂處于直通狀態(tài)的時間為 T1，則直通占空比 D=T1／T。 由式（1）、（3），根據(jù)電感的伏秒平衡原理，可得：

簡化式（5），可得電容電壓：

由式（4）可得直流母線峰值電壓：

改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的升壓因子B為：

由式（8）可知，直通占空比D≤1／3時，升壓因子B≥1，從而實現(xiàn)了升壓功能。式（8）與傳統(tǒng)Z源／準Z源逆變器的升壓因子B＝1／（1-2D）相比，在相同直通占空比情況下，該拓撲具有較高的升壓因子。

逆變器輸出的相電壓峰值Ux為：

其中，x=a，b，c；M 為逆變器的調(diào)制比。

1.3 級聯(lián)改進Ⅰ型SB／SL-qZSI

為了進一步提升改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的升壓能力，將多個開關(guān)電感級聯(lián)實現(xiàn)其擴展升壓功能，如圖4所示。

圖4 級聯(lián)改進Ⅰ型SB／SL-qZSIFig.4 Cascaded improved SB／SL-qZSI type-I

級聯(lián)改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的工作原理：直通零矢量狀態(tài)時，逆變橋被短路，VT0、VD（3n+1）、VD（3n+2）導(dǎo)通，VDa、VDb、VD（3n+3）截止，所有電感并聯(lián)儲存能量，電容放電；非直通狀態(tài)下，VDa、VDb、VD（3n+3）導(dǎo)通，VT0、VD（3n+1）、VD（3n+2）截止，所有電感串聯(lián)，向電容和逆變橋放電。

用改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的分析方法分析級聯(lián)改進Ⅰ型SB／SL-qZSI，可得其升壓因子為：

直通占空比D≤1／（n+3）時，實現(xiàn)了升壓功能。通過級聯(lián)多個開關(guān)電感，較小的直通占空比即可獲得較大的升壓因子。

n=0時，改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的升壓因子為：

圖5為n從0到3變化，級聯(lián)改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的升壓因子隨直通占空比D的變化情況。

圖5 級聯(lián)改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的升壓因子Fig.5 Boost factor of cascaded improved SB／SL-qZSI type-I

由圖5可以看出，級聯(lián)改進型SB／SL-qZSI通過級聯(lián)多個單元結(jié)構(gòu)可以很容易得到更高的升壓因子，實現(xiàn)任意倍數(shù)的升壓。較小的直通占空比即可獲得較大的升壓因子，使調(diào)制比調(diào)控范圍變大，提高了輸出電能質(zhì)量和系統(tǒng)穩(wěn)定性。

1.4 改進Ⅱ型SB／SL-qZSI

為了進一步提升改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的升壓能力，提出了改進Ⅱ型 SB／SL-qZSI拓撲，如圖 6所示。

圖6 改進Ⅱ型SB／SL-qZSIFig.6 Topology of improved SB ／SL-qZSI type-Ⅱ

改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的直通狀態(tài)和非直通狀態(tài)的等效電路如圖7所示。

直通狀態(tài)等效電路如圖7（a）所示，逆變橋側(cè)短路，VT0、VD1、VD2導(dǎo)通，VDa、VDb、VD3截止，電感 L1與 L2并聯(lián)儲存能量，電容C1放電。則直通狀態(tài)下的電路方程為：

圖7 改進Ⅱ型SB／SL-qZSI等效電路圖Fig.7 Equivalent circuits of improved SB ／SL-qZSI type-Ⅱ

非直通狀態(tài)等效電路如圖 7（b）所示，VDa、VDb、VD3導(dǎo)通，VT0、VD1、VD2截止，電感 L1與 L2串聯(lián)向電容C1和逆變橋釋放能量，則非直通狀態(tài)下的電路方程為：

由式（11）、（13），根據(jù)電感的伏秒平衡原理可得：

簡化式（15），可得電容電壓：

利用式（14），可得直流母線峰值電壓：

由式（17），改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的升壓因子為：

直通占空比D≤1／3時，升壓因子B≥1，從而實現(xiàn)了升壓功能。式（18）與傳統(tǒng)Z源／準Z源逆變器和改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的升壓因子相比，在相同直通占空比D的情況下，該拓撲具有更高的升壓因子。

1.5 級聯(lián)改進Ⅱ型SB／SL-qZSI

同理改進Ⅰ型 SB／SL-qZSI，改進Ⅱ型SB／SL-qZSI級聯(lián)多個開關(guān)電感實現(xiàn)其擴展升壓功能，如圖8所示。

同級聯(lián)改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的工作原理相類似，級聯(lián)改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的升壓因子為：

圖8 級聯(lián)改進Ⅱ型SB／SL-qZSIFig.8 Cascaded improved SB ／SL-qZSI type-Ⅱ

n=0時，改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的升壓因子為：

圖9為n從0到3變化，級聯(lián)改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的升壓因子隨直通占空比D的變化情況。

圖9 級聯(lián)改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的升壓因子Fig.9 Boost factor of cascaded improved SB ／SL-qZSI type-Ⅱ

由圖9可以看出，同理級聯(lián)改進Ⅰ型SB／SL-qZSI，改進Ⅱ型SB／SL-qZSI通過級聯(lián)多個開關(guān)電感可得到更高的升壓因子，實現(xiàn)任意倍數(shù)升壓，使調(diào)制比范圍變大，提高了輸出電能質(zhì)量和系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

1.6 阻抗網(wǎng)絡(luò)中器件個數(shù)的比較

改進型 SB ／SL-qZSI、CA-qZSI、DA-qZSI、SL-qZSI、減小電容電壓型qZSI拓撲阻抗網(wǎng)絡(luò)中有源和無源器件數(shù)量的比較如表1所示。

表1 各種Z源逆變器拓撲元件數(shù)量的比較Table 1 Comparison of component quantity among different Z-source inverter topologies

由表1可知，改進型SB／SL-qZSI較其他拓撲雖然增加了1個額外的開關(guān)管和1～3個二極管，但僅需要2個電感和1個電容。另外，開關(guān)管的驅(qū)動信號較容易獲得，因為開關(guān)管的開關(guān)信號和直通狀態(tài)同步即直通狀態(tài)時導(dǎo)通，非直通狀態(tài)時關(guān)斷，因此，僅通過產(chǎn)生的6路驅(qū)動脈沖信號進行簡單邏輯計算即可得到，如圖10所示。圖中，S1—S6分別為開關(guān)管VT1—VT6的驅(qū)動信號。

圖10 開關(guān)管VT0驅(qū)動信號的產(chǎn)生Fig.10 Generation of driving signal for switch VT0

1.7 升壓能力的比較

圖11給出了改進型 SB／SL-qZSI、傳統(tǒng) qZSI、CA-qZSI、DA-qZSI、SL-qZSI、減小電容電壓型 qZSI的升壓特性曲線圖。

圖11 不同拓撲結(jié)構(gòu)升壓因子對比圖Fig.11 Comparison of boost factor among different topologies

由圖11可知，在相同直通占空比的情況下，改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的升壓因子要大于其他拓撲結(jié)構(gòu)的升壓因子，改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的升壓因子僅次于 CA-qZSI（D＞0.236）。

2 控制策略

簡單升壓控制實現(xiàn)簡單，但存在電壓應(yīng)力大的缺陷［17］，因此本文采用3次諧波注入升壓調(diào)制策略，即向簡單升壓控制正弦調(diào)制波中注入3次諧波［18-19］，圖12為其調(diào)制原理示意圖。其中，UP、UN分別為幅值大于或等于調(diào)制波 ua、ub、uc的正、負恒值電壓，與三角載波相比較，當(dāng)載波信號大于UP或小于UN時，逆變器處于直通狀態(tài)。

當(dāng)調(diào)制波中注入1／6的3次諧波，調(diào)制比范圍最大，可以達到此時直通占空比最大被限制在因此以改進Ⅱ型 SB ／SL-qZSI為例，當(dāng)調(diào)制比M給定時，最大電壓增益為：

簡單升壓控制的最大電壓增益為：

圖12 3次諧波注入調(diào)制原理示意圖Fig.12 Schematic diagram of 3rd harmonic injection modulation

圖13為簡單升壓控制和注入1／6的3次諧波2種控制策略下最大電壓增益G與調(diào)制比M的關(guān)系曲線。

圖13 電壓增益與調(diào)制比M的關(guān)系Fig.13 Relationship between voltage gain and modulation level M

由圖13可以看出，相同電壓增益下，注入1／6的3次諧波可以采用更大的調(diào)制比；相同調(diào)制比下，注入1／6的3次諧波可以獲得更大的電壓增益。

因此，3次諧波注入法與簡單升壓控制相比，相同的電壓增益下，注入3次諧波可以增大調(diào)制比，減小直通占空比，根據(jù)式（16）、（17）相應(yīng)地能降低電容電壓應(yīng)力和功率器件電壓應(yīng)力。

圖14為所采用的1／6的3次諧波注入最大升壓控制策略的仿真圖。

圖14 3次諧波注入法的仿真圖Fig.14 Simulation waveform of 3rd harmonic injection method

仿真圖與原理示意圖相一致，證明了3次諧波注入法仿真的正確性。

逆變器控制策略采用電壓電流雙閉環(huán)控制［21］。電壓作為外環(huán)，電流作為內(nèi)環(huán)，主要通過控制調(diào)制比M來保持系統(tǒng)的穩(wěn)定性。逆變器電壓電流雙閉環(huán)控制框圖如圖15所示。該控制策略包括坐標變換模塊、PI調(diào)節(jié)模塊、PWM模塊。三相給定參考電壓與經(jīng)過dq變換后的輸出電壓相比較產(chǎn)生誤差信號，誤差信號經(jīng)PI控制器得到電流內(nèi)環(huán)給定信號。給定電流信號與輸出電流相比較，得到的誤差信號再進行內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)，進行解耦控制后經(jīng)過dq／abc變換得到三相調(diào)制波 ua、ub、uc，控制 PWM 信號的產(chǎn)生。

圖15 逆變器電壓電流雙閉環(huán)控制策略Fig.15 Voltage-current double closed-loop control of inverter

3 仿真分析

為了驗證所提出的改進型SB／SL-qZSI拓撲理論的正確性和優(yōu)越性，對新拓撲進行了注入3次諧波的最大升壓控制仿真。

具體參數(shù)設(shè)置如下：直流輸入電壓45V，電感L1=L2=1mH，電容 C=500μF，濾波電容 100μF，濾波電感 6 mH，負載 R=10 Ω，基波頻率為 50 Hz，載波頻率為 10 kHz。

3.1 改進型SB／SL-qZSI的仿真

根據(jù)理論分析改進Ⅰ型SB／SL-qZSI直流母線峰值電壓為64.18V，電容電壓為19.18V，逆變器輸出峰值相電壓27.8V。圖16為改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的仿真波形。

由圖 16（a）、（b）仿真波形可以看出，改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的直流母線峰值電壓約為62V，電容電壓約為21V，與理論值的相對誤差分別為3.4%和9.5%；由圖16（c）可以看出，在直通狀態(tài)下電感充電，在非直通狀態(tài)下電感放電。 圖 16（d）、（e）分別為逆變器輸出相電壓、電流波形，可見相電壓峰值為26V，與理論值的相對誤差為6.5%。以上分析驗證了改進Ⅰ型SB／SL-qZSI拓撲理論的正確性。

由以上相同參數(shù)及理論分析可得改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的直流母線峰值電壓為83V，電容電壓為83 V，相電壓峰值為35.94V。改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的仿真波形如圖17所示。

圖16 改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的仿真波形Fig.16 Simulative waveforms of improved SB ／SL-qZSI type-Ⅰ

由圖 17（a）、（b）仿真波形可以看出，改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的直流母線峰值電壓約為85V，電容電壓約為85V，與理論值的相對誤差為3.6%；由圖17（c）可以看出，在直通狀態(tài)下電感充電，在非直通狀態(tài)下電感放電。圖17（d）、（e）分別為逆變器輸出相電壓、相電流波形，可見相電壓峰值為33V，與理論值的相對誤差為8.2%。以上分析驗證了改進Ⅱ型SB／SL-qZSI拓撲理論的正確性。

3.2 電壓應(yīng)力的比較

在輸入電壓相同、輸出電壓相同的情況下，改進型SB／SL-qZSI、傳統(tǒng)準Z源逆變器、2種減小電容電壓型qZSI（圖1）的電壓應(yīng)力比較如圖18所示。

圖17 改進Ⅱ型SB／SL-qZSI的仿真結(jié)果Fig.17 Simulative waveforms of improved SB ／SL-qZSI type-Ⅱ

由圖18可以看出，在相同輸入電壓、相同電壓增益下，改進Ⅰ型SB／SL-qZSI的電容電壓約為34V，傳統(tǒng)qZSI的電容電壓分別約為57 V和18 V，不同準Z源模塊并聯(lián)減小電容電壓型qZSI的電容電壓分別約為57V、9V、9V、9V，相同準Z源模塊并聯(lián)減小電容電壓型qZSI的電容電壓分別約為62V、62V、11V、11V。

由圖18數(shù)據(jù)可證明，在相同直流輸入電壓、相同輸出電壓下，2種減小電容電壓型qZSI與傳統(tǒng)qZSI相比較只減小了部分電容的電壓應(yīng)力，其余電容的電壓應(yīng)力仍然較高，而改進Ⅰ型SB／SL-qZSI只有1個電容，且電容電壓較小，證明了新型拓撲減小了電容電壓，降低了器件要求。

圖18 4種拓撲電容電壓應(yīng)力的比較Fig.18 Comparison of capacitor voltage stress among four topologies

3.3 系統(tǒng)控制策略仿真

以改進Ⅱ型SB／SL-qZSI為例，負載不變和負載突變時逆變器電壓電流雙閉環(huán)控制策略仿真結(jié)果分別如圖19、圖20所示。

圖19 負載不變時逆變器輸出電壓、電流仿真波形Fig.19 Simulative waveforms of output voltage and current for inverter with constant load

圖20 負載突變時逆變器輸出電壓、電流仿真波形Fig.20 Simulative waveforms of output voltage and current for inverter with suddenly changed load

由圖19可以看出，輸出電壓平穩(wěn)，F(xiàn)FT分析可知輸出電壓畸變率變低，整個系統(tǒng)具有較強的穩(wěn)定性。由圖20可以看出，在0.2 s時負載突變，輸出電壓響應(yīng)迅速，無不良畸變，說明電壓電流雙閉環(huán)控制方法可有效地改善逆變器的動態(tài)響應(yīng)及抗擾能力。

4 實驗驗證

為了進一步驗證改進型SB／SL-qZSI，搭建了以TMS320F2812 DSP為核心的實驗平臺，實驗參數(shù)與仿真中參數(shù)一致。直流母線電壓、電容電壓、輸出線電壓、輸出相電流（電流采集模塊所得）的實驗波形如圖21所示。

從圖21可以看出，在實驗參數(shù)與仿真參數(shù)一致的條件下，改進型SB／SL-qZSI的直流母線電壓、電容電壓、輸出線電壓與理論分析和仿真數(shù)據(jù)一致。另外，在直通狀態(tài)下，VT0導(dǎo)通，直流母線電壓為零，非直通狀態(tài)下，VT0截止，直流母線電壓不為零，因此直流母線電壓波形為方波，與理論分析一致，驗證了新拓撲的正確性。

圖21 改進型SB／SL-qZSI的實驗波形Fig.21 Experimental waveforms of improved SB／SL-qZSI

5 結(jié)論

針對傳統(tǒng)Z源逆變器的不足，提出了改進型準Z源逆變器拓撲，并通過理論分析、仿真和實驗證明了該新型拓撲的合理性和優(yōu)越性。該改進型準Z源逆變器具有如下優(yōu)點。

a.與傳統(tǒng)的改進型Z源逆變器相比，在相同直通占空比的情況下，改進Ⅱ型SB／SL-qZSI具有更高的升壓能力；較小的直通占空比即可獲得較高的升壓因子，增大了調(diào)制比范圍，提高了輸出電能質(zhì)量和系統(tǒng)穩(wěn)定性。另外，改進型SB／SL-qZSI具有延展性，通過級聯(lián)多個單元結(jié)構(gòu)能實現(xiàn)任意倍數(shù)的升壓。

b.采用注入3次諧波的最大升壓控制調(diào)制策略對改進型SB／SL-qZSI和傳統(tǒng)的改進型逆變器進行了仿真對比，仿真結(jié)果證明改進Ⅰ型SB／SL-qZSI阻抗網(wǎng)絡(luò)中的電容電壓應(yīng)力顯著減小，降低了對器件的要求。

c.改進型SB／SL-qZSI減少了電感、電容元件的使用，有效地減小了系統(tǒng)的體積和重量，降低了系統(tǒng)的成本，提高了可靠性。

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