宋 鑫 肖建國 牛潔茹 李武華 孫宏偉

(1.江蘇自動化研究所 連云港 222061 2.浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027)

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一種用于新能源混合發(fā)電的移相控制三端口DC-DC變流器

宋 鑫1肖建國2牛潔茹1李武華2孫宏偉1

(1.江蘇自動化研究所 連云港 222061 2.浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027)

結(jié)合新能源混合發(fā)電要求，介紹一種三端口電氣隔離、軟開關(guān)運(yùn)行和低輸入電流紋波的三端口多向DC-DC變流器。首先通過對三繞組高頻變壓器的T/Δ等效變換，對5種工作模態(tài)下的功率和變壓器電流有效值進(jìn)行近似統(tǒng)一，得出全運(yùn)行范圍下的通用表達(dá)式，簡化了分析和降低了設(shè)計復(fù)雜度；然后對開關(guān)管的軟開關(guān)運(yùn)行條件進(jìn)行分析，證明該拓?fù)渚哂辛己玫能涢_關(guān)特性；最后設(shè)計了一臺2.5 kW的實驗樣機(jī)，對此變流器在寬電壓輸入范圍條件下的工作模態(tài)和軟開關(guān)特性進(jìn)行實驗驗證，證明了理論分析的正確性。

三端口DC-DC變流器 寬輸入變換 軟開關(guān)

0 引言

近年來，隨著環(huán)境問題的凸顯和能源危機(jī)的加劇，新能源發(fā)電受到廣泛重視。但以風(fēng)能和太陽能為代表的新能源存在能量隨機(jī)波動的特點(diǎn)，往往需要在這類新能源發(fā)電系統(tǒng)中加入儲能設(shè)備，提供削峰填谷的功能，使新能源發(fā)電系統(tǒng)產(chǎn)生較穩(wěn)定的功率流，以減小對電網(wǎng)的沖擊[1-3]。光伏發(fā)電配合儲能電池(PV-battery)的混合發(fā)電系統(tǒng)是學(xué)術(shù)界的一個研究熱點(diǎn)。傳統(tǒng)的PV-battery混合發(fā)電系統(tǒng)一般需要兩個獨(dú)立的DC-DC變流器。其中一個變流器實現(xiàn)光伏發(fā)電能量的轉(zhuǎn)換，另一個變流器實現(xiàn)儲能電池的充放電[4，5]。這種獨(dú)立配置方案的變流器結(jié)構(gòu)簡單且易于控制，但系統(tǒng)體積和成本均較高。采用多端口變流器代替獨(dú)立變流器，可提升功率密度，成為公認(rèn)的優(yōu)選方案[6]。

文獻(xiàn)[7]通過并聯(lián)結(jié)構(gòu)將獨(dú)立的Buck-Boost變流器組合成多端口變流器，但功率器件并未有效共享。基于分時控制思路，文獻(xiàn)[8，9]提出了系列多路輸入的多端口拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的功率器件和磁心元件需承受較大的電壓電流應(yīng)力，同時各端口的輸出能量互相耦合，難以控制。文獻(xiàn)[10]給出了從單輸入變流器推導(dǎo)出多輸入變流器的適用性方法。文獻(xiàn)[11-14]利用磁耦合方式，將半橋和全橋等結(jié)構(gòu)進(jìn)行合并形成多端口拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，這類拓?fù)渚哂辛汶妷很涢_關(guān)、能量流動清晰以及結(jié)構(gòu)配置靈活等優(yōu)點(diǎn)。基于磁耦合方式，提出了一種移相控制的三端口DC-DC變流器拓?fù)?，如圖1所示。該變流器結(jié)構(gòu)提升了端口器件利用率，實現(xiàn)了零電壓軟開關(guān)，并能寬范圍運(yùn)行，滿足新能源混合發(fā)電要求。

圖1 移相控制型三端口DC-DC變流器Fig.1 Three-port DC-DC converter with phase-shift control

1 三端口DC-DC變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1所示的變流器采用移相控制方式，其中n1、n2和n3為高頻變壓器的3個繞組匝數(shù)；L1、L2和L3為變壓器3個繞組的等效漏感和外加電感之和；直流源VS，電感LS1和LS2，開關(guān)管SS1、SS2、SS3和SS4以及母線電容CS組成端口1的單元電路；直流源VF，電感LF1和LF2，開關(guān)管SF1、SF2、SF3和SF4以及母線電容CF組成端口2的單元電路；直流源VH，開關(guān)管SH1、SH2、SH3和SH4，母線電容CH1和CH2以及隔直電容Cm組成端口3的單元電路。3個端口的單元電路通過三繞組變壓器連接在一起，并通過移相控制方式實現(xiàn)能量的傳輸與管理。

端口1和端口2均為交錯并聯(lián)雙向Buck-Boost結(jié)構(gòu)。通過PWM控制方式，可在輸入電壓VS和VF大幅度變化的情況下得到較穩(wěn)定的低壓側(cè)母線電壓V1和V2，使移相控制時變壓器各繞組上每匝電壓值相等，從而減小了寬范圍輸入條件下的變壓器電流峰值，并改善了該變流器零電壓軟開關(guān)(ZVS)的工作區(qū)域，實現(xiàn)寬電壓范圍變換。此外，Boost結(jié)構(gòu)還具有升壓功能，降低了變壓器的升壓匝比，使變壓器便于優(yōu)化設(shè)計。端口3為橋式倍壓結(jié)構(gòu)，適合于高壓直流源接入。開關(guān)管電壓應(yīng)力為高壓母線電壓Vbus的一半，可使用低壓開關(guān)管來提高變流器的性能。此外，隔直電容Cm從功能角度可歸類為一個開關(guān)電容，實現(xiàn)了高壓側(cè)的倍壓功能，進(jìn)一步提高了此變流器的升壓比。此外，端口1、端口2和端口3的所有功率器件均為有源可控器件，能夠?qū)崿F(xiàn)能量的多端口互傳，具有很好的通用性。

由于占空比的PWM調(diào)節(jié)，端口1和端口2兩個橋臂的中點(diǎn)電壓v1和v2為脈沖寬度可變且平均值為零的交變電壓；端口3的中點(diǎn)電壓v3經(jīng)隔直電容Cm后為脈沖寬度恒定的交變電壓。對于移相控制變流器而言，圖1中的電路可簡化為圖2所示的等效電路，并將端口1、端口2和端口3的變壓器匝比表示為1∶N2∶N3。

圖2 三端口DC-DC變流器等效電路Fig.2 Equivalent Circuit of proposed DC-DC converter

2 工作模態(tài)分析

圖1所示的三端口DC-DC變流器中，為了適應(yīng)寬輸入特性的新能源發(fā)電部件的接入需求，端口1和端口2的占空比變化范圍較大，v1、v2和v3的波形有較大差異，使電路分析復(fù)雜化。

由于端口1和端口2在電路結(jié)構(gòu)和參數(shù)上具有對稱性，本節(jié)以端口1為例進(jìn)行分析。端口1的占空比可分為D≤0.5和D>0.5兩段，如圖3所示。圖中vSS1和vSS3為開關(guān)管SS1和SS3的驅(qū)動波形，且vSS3滯后于vSS1180°；開關(guān)管SS2和SS4分別與SS1和SS3呈互補(bǔ)關(guān)系。將占空比D定義為開關(guān)管SS1和SF1的導(dǎo)通時間與開關(guān)周期之比。從圖3中可知，在不同占空比條件下，端口1兩橋臂間中點(diǎn)電壓v1的脈寬θ相對于vSS1上升沿的相位α有

(1)

(2)

圖3 端口1和端口2不同占空比下中點(diǎn)電壓波形Fig.3 Waveforms at different duty cycle for port 1 and 2

三繞組高頻變壓器是該變流器的核心元件，但其T形變壓器結(jié)構(gòu)不便于移相控制分析，其Δ形等效變換見附錄。

該變流器的移相控制策略可等效為3個端口的中點(diǎn)電壓和三繞組變壓器Δ形等效電路的組合，如圖4a所示。端口3采用0.5恒定占空比控制，SH1和SH4同時導(dǎo)通，剩余部分SH2和SH3同時導(dǎo)通，中點(diǎn)電壓如圖4b中v3所示。端口1和端口2的中點(diǎn)電壓隨輸入電壓的變化而變化，如圖4b中v1和v2所示。

在PWM調(diào)制下，v1和v2的脈寬θ1和θ2隨輸入電壓的變化而變化，其定性規(guī)律為：在0

圖4 三端口變流器移相控制等效電路Fig.4 Equivalent circuit of tri-port converter

由于所有端口中兩個橋臂之間均移相180°，故v1、v2和v3的波形均關(guān)于O點(diǎn)奇對稱，同時O點(diǎn)也是v1、v2和v3的基波過零點(diǎn)。所述的移相式三端口DC-DC變流器移相角φ定義為v1、v2和v3的基波相位差。按上述對移相角的定義，圖4b所示的3個波形間的移相角為零。此外，v1和v2的脈寬和相位角的相對大小均可變，但由波形的對稱性可知它們呈對稱關(guān)系。故下文以v1超前于v2和v3，且θ1>θ2這種情況為例，對變流器工作模態(tài)進(jìn)行詳細(xì)分析，其他情況將以通用性結(jié)論給出。圖4b中的兩個變量Δ1和Δ2定義為

(3)

(4)

當(dāng)移相角在0～90°范圍內(nèi)變化時，該變流器具有5種不同的工作模態(tài)，分別為：

v1與v3移相，且v1超前于v3：模態(tài)1，0≤φ≤Δ1；模態(tài)2，Δ1<φ<π-Δ1。

v1與v2移相，且v1超前于v2：模態(tài)3，0≤φ≤Δ2；模態(tài)4，Δ2<φ≤Δ2+2Δ1；模態(tài)5，φ>Δ2+2Δ1。

圖5為變流器工作在模態(tài)1時，移相電感L13電壓電流波形，虛線是v3在移相角為零時的位置。

圖5 模態(tài)1時移相電感L13電壓電流波形Fig.5 Voltage and current waveforms of L13 in model 1

對于移相控制變流器的穩(wěn)態(tài)工作分析，可參考文獻(xiàn)[14]。本節(jié)主要計算傳輸功率及移相電感的電流峰值和電流有效值表達(dá)式。由于圖5中電流i13的平均值為零，同時波形在一個開關(guān)周期內(nèi)具有對稱性，只需分析半周期即可。設(shè)定以圖5中電壓v1從-V1到0的上升沿作為時間零點(diǎn)，移相電感電流i13半個開關(guān)周期內(nèi)的瞬時值表達(dá)式為

i13=

(5)

由電感電流i13的電流平均值為零且波形對稱性可知

(6)

結(jié)合圖5、式(5)和式(6)，可得電流平臺值I0和電流峰值Ip分別為

(7)

(8)

平均功率為電壓v1和電流i13在一個開關(guān)周期內(nèi)的積分平均值為

(9)

電流i13的有效值IRMS為

(10)

由式(8)可知，在模態(tài)1時，移相電感的電流峰值不隨移相角的變化而改變，只與v1的脈寬有關(guān)。當(dāng)占空比D遠(yuǎn)大于0.5時，電流峰值增大。

當(dāng)此變流器工作在其他4種模態(tài)時，移相電感電壓電流波形如圖6所示。

其他4種工作模態(tài)下的移相電感電流峰值Ip、電流平臺I0、電流有效值IRMS和傳輸功率P均可類似于模態(tài)1推出，在此不再贅述。由此可找出電流有效值IRMS和傳輸功率P的全范圍統(tǒng)一表達(dá)式為

圖6 其他4種模態(tài)時移相電感電壓電流波形Fig.6 Key waveforms at other 4 operation modes

(11)

(12)

式中下標(biāo)x和y表示3個端口的其中任意兩個端口，并假設(shè)θx≥θy。由于此變流器具有對稱性，移相角小于零的狀態(tài)與大于零的狀態(tài)之間在功率表達(dá)式上符號相反，電流有效值和峰值因沒有負(fù)值而不發(fā)生任何改變，脈寬θ的相對大小也可通過更換兩個端口的位置得出結(jié)論。

3 軟開關(guān)特性分析

該三端口DC-DC變流器還具有軟開關(guān)工作特性，下文以端口1為例進(jìn)行簡要分析。端口1的支路電流參考方向如圖7所示。

圖7 端口1的電流參考正方向電路圖Fig.7 Soft switching analysis for port 1

圖7中4個開關(guān)管的電流值為

(13)

由于占空比范圍不同，v1電壓的相位角也不同。為了全面分析軟開關(guān)特性，本節(jié)對占空比D<0.5和D>0.5的情況均進(jìn)行了分析，其Boost電感電流的波形如圖8所示。

圖8 不同占空比時的Boost電感電流波形Fig.8 Inductor current of Boost converter at different duty cycle

圖8中，ILH和ILL分別表示電感電流的最大值與最小值。通過對比可發(fā)現(xiàn)，Boost電感電流在各開關(guān)管開通時的瞬時值與占空比范圍無關(guān)。在4個開關(guān)管開通時的Boost電感電流瞬時值為

(14)

該變流器的軟開關(guān)特性繼承于移相全橋變流器[14]，因此，零電壓開通(ZVS)的條件為

(15)

式(15)可簡化為

(16)

根據(jù)式(15)和式(16)，并結(jié)合文獻(xiàn)[14]的具體推導(dǎo)，可知該變流器具有良好的軟開關(guān)特性，有效降低了開關(guān)損耗，提高了變流效率。

4 實驗驗證

本節(jié)在對三端口DC-DC變流器的工作原理和特性進(jìn)行詳細(xì)分析后，制作了一臺2.5 kW的原理樣機(jī)以驗證上文的分析結(jié)論。樣機(jī)參數(shù)如下：

端口1輸入電壓VS為40～80 V；端口2輸入電壓VF為40～80 V；端口3母線電壓Vbus為600 V；端口功率PS、PF、PH均為±2.5 kW；開關(guān)頻率fS；變壓器匝

比n1∶n2∶n3為1∶1∶2.5。

4.1 模態(tài)實驗

端口1和端口2的中點(diǎn)電壓基波實測波形如圖9所示。圖9a為占空比D=1/3時的波形，可見中點(diǎn)電壓v1基波相位α1超前于vGS1的上升沿；圖9b為占空比D=2/3時的波形，中點(diǎn)電壓v1基波相位α2則滯后于vGS1的上升沿。上述實測結(jié)果與理論分析相符。

圖9 端口1中點(diǎn)電壓與占空比D的關(guān)系波形圖Fig.9 Relationship between mid-point voltage and duty cycle of port 1

當(dāng)端口1和端口2的輸入電壓在全范圍內(nèi)變化時，這兩個端口與端口3之間的移相工作模態(tài)為模態(tài)1和模態(tài)2。以端口1和端口3之間的移相控制為例。當(dāng)端口1輸入電壓VS為40 V，傳輸功率為1 kW時，變流器工作在模態(tài)1狀態(tài)，如圖10a所示。由于輸入電壓最低，中點(diǎn)電壓v1的零電平時間也最長。由于在零電平這段時間內(nèi)，移相電感電流處于換流狀態(tài)，無法輸出有功功率，因而這段時間內(nèi)的電流為環(huán)流。此外，在環(huán)流時段內(nèi)，移相電感兩端的電壓處于最大不匹配狀態(tài)，這會使環(huán)流峰值增大，加劇環(huán)流損耗。當(dāng)端口1輸入電壓VS為58 V，傳輸功率為2 kW時，變流器工作在模態(tài)2狀態(tài)，如圖10b所示。此模態(tài)的占空比D相對接近0.5，因而中點(diǎn)電壓v1的零電平時間較短，環(huán)流以及環(huán)流峰值都較小。從上述分析可得出，當(dāng)輸入電壓接近60 V，即占空比D接近0.5時，此變流器的環(huán)流最小，同時變壓器的電流峰值也最小。

圖10 端口1與端口3之間的不同工作模態(tài)波形圖Fig.10 Key waveforms at different modes for port 1 and 3

4.2 軟開關(guān)實驗

端口1開關(guān)管SS1和SS2的電壓電流波形如圖11所示，由于電路的對稱性，開關(guān)管SS3、SS4和開關(guān)管SS1、SS2的工作波形類似。由實驗結(jié)果可知，開關(guān)管在開通之前，其漏源極電壓已降為零，MOSFET的體內(nèi)反并聯(lián)二極管導(dǎo)通續(xù)流，因而實現(xiàn)了零電壓開通。在圖11a中，功率器件反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通電流較大，由于MOSFET的反并聯(lián)二極管的特性較差，且為了電流測量的便利，人為增加了MOSFET源極的回路，回路寄生電感較大，因此產(chǎn)生了較大振蕩。

圖12為端口3開關(guān)管SH1和SH2的軟開關(guān)波形。由于電路的對稱性，開關(guān)管SH3、SH4和開關(guān)管SH1、SH2的工作波形類似?？煽闯觯_關(guān)管都較好地實現(xiàn)了軟開關(guān)。同時由于端口3不存在Boost電感，所有4個開關(guān)管的軟開關(guān)都由漏感實現(xiàn)。從圖12中可看到兩個開關(guān)管的開通和關(guān)斷過程幾乎一致，驗證了理論分析的正確性。

圖11 端口1開關(guān)管的軟開關(guān)波形圖Fig.11 Soft switching waveforms of port 1

圖12 端口3開關(guān)管的軟開關(guān)波形圖Fig.12 Soft switching waveforms of port 3

為了檢驗所提出的三端口變流器的效率，以端口1和端口2同時向端口3傳輸功率為例進(jìn)行測量，其效率定義為η=P3/(P1+P2)，其中P1和P2為端口1和端口2的輸入功率，P3為端口3的輸出功率。效率曲線如圖13所示。當(dāng)端口2輸出功率為零時，相當(dāng)于兩端口變流器，端口3的所有功率由端口1提供，其最高效率為95.1%。當(dāng)端口2提供500 W恒定功率時，端口1則根據(jù)端口3調(diào)節(jié)輸入功率。端口1和端口2同時向端口3提供功率，由于高頻變壓器的耦合作用，三端口運(yùn)行時的變換效率略有降低，其最高效率為94.5%。

圖13 測量效率曲線Fig.13 Measured efficiency

5 結(jié)論

在PV-battery新能源混合發(fā)電系統(tǒng)中，針對新能源發(fā)電特點(diǎn)，提出了一種采用移相控制、具有寬電壓輸入范圍和軟開關(guān)運(yùn)行特性的三端口DC-DC變流器。首先對該變流器中的三繞組變壓器進(jìn)行了T/Δ等效變換，實現(xiàn)了分析方法的簡化。然后，在寬電壓輸入范圍條件下，對此變流器具有的不同工作模態(tài)進(jìn)行了分析，并通過近似等效，導(dǎo)出了全范圍條件下的通用表達(dá)式，降低了設(shè)計復(fù)雜度。同時，對功率器件的軟開關(guān)特性進(jìn)行了分析和推導(dǎo)。最后，通過制作一臺2.5 kW的實驗樣機(jī)，對此變流器在寬電壓輸入范圍條件下的工作模態(tài)和軟開關(guān)特性進(jìn)行了實驗驗證，并證明了理論分析的正確性。

附錄：三繞組高頻變壓器的T/Δ等效變換

將圖2所示的電感L2和L3折算回端口1所在的繞組，即可得到三繞組變壓器的T形等效電路，如圖A1所示，電感L′2和L′3表示為

(A1)

(A2)

圖A1 T型等效電路Fig.A1 T-Type structure

設(shè)O點(diǎn)對地電壓為v0，對O點(diǎn)應(yīng)用基爾霍夫電流定理，可得

(A3)

解方程組(A3)，可得O點(diǎn)電壓的表達(dá)式為

(A4)

式中M1的表達(dá)式為

(A5)

由T形等效電路圖可知，輸入電流i1、i2和i3與支路電流i′1、i′2和i′3的關(guān)系為

(A6)

將圖A1中T形連接的電感L1、L′2和L′3轉(zhuǎn)變?yōu)棣ば温?lián)結(jié)，可得到三繞組高頻變壓器的Δ形等效電路，如圖A2所示。

圖A2 Δ型等效電路Fig.A2 Δ-Type structure

Δ形等效電路的輸入電流i1、i2和i3可表示為

(A7)

可將T形等效電路和Δ形等效電路中除輸入源v1、v2和v3之外的電路視為兩個三端口網(wǎng)絡(luò)，不論網(wǎng)絡(luò)內(nèi)的電路如何連接，均可視為可相互轉(zhuǎn)換的兩個等效電路，其輸入電壓、電流保持不變。聯(lián)立方程(A3)～(A7)，即可得到T形等效電路和Δ形等效電路的轉(zhuǎn)換方程組

(A8)

對式(A8)進(jìn)行求解，可得到T形等效電路參數(shù)到Δ形等效電路參數(shù)的轉(zhuǎn)換關(guān)系

(A9)

同時，對式(A8)逆向求解，可解得Δ形等效電路參數(shù)到T形等效電路參數(shù)的轉(zhuǎn)換關(guān)系

(A10)

式中系數(shù)M2和M3為

(A11)

M3=L21+L13+L32

(A12)

(A13)

(A14)

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A Three-port DC-DC Converter with Phase Shift Control for the Hybrid Renewable Energy Generation System

SongXin1XiaoJianguo2NiuJieru1LiWuhua2SunHongwei1

(1.Jiangsu Automation Research Institute Lianyungang 222061 China 2.College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China)

In this paper，a three-port DC-DC converter is proposed to meet the requirements of the hybrid renewable energy generation.The introduced topology has the advantages of electric isolation，soft-switching operation，and small input current ripple.The T/Δ equivalent transformation for the three-winding transformer is carried out to derive the unified expression for transformer’s power and RMS current expressions under five different operation modes.Then the general expression within all working conditions are obtained，which can simplify the circuit analysis and design complexity.The topology is proved to be with good soft switching characteristic by analyzing the operation range of soft switching.Finally，a 2.5 kW prototype is made and the experiments are conducted to verify the working modes with wide voltage input and the soft switching characteristics.The results prove the correctness of the theoretical analysis.

Three-port DC-DC converter，wide input voltage operation，soft switching

國家自然科學(xué)基金(51377112)和江蘇省自然科學(xué)基金青年基金(BK20130400)資助項目。

2014-12-17 改稿日期2015-06-20

TM315

宋 鑫 男，1985年生，工學(xué)碩士，工程師，研究方向為新能源發(fā)電和伺服驅(qū)動。(通信作者)

肖建國 男，1985年生，工學(xué)碩士，工程師，研究方向為新能源發(fā)電和功率變流器。