梅永勝，楊 楠

(西安電子科技大學(xué)電子工程學(xué)院，陜西西安 710071)

隨著現(xiàn)代電子戰(zhàn)爭日趨激烈，雷達作為電子戰(zhàn)的重要技術(shù)武器，其接收機接收信號、處理信號的能力成為關(guān)鍵?；诖?，文中針對雷達接收機的各項性能指標進行了系統(tǒng)的分析與評估。接收機的首要任務(wù)就是將微弱的回波信號放大到足以進行信號處理的電平，同時接收機內(nèi)部的噪聲應(yīng)盡量小，以保證接收機的高靈敏度［1］。

1 接收機相關(guān)理論

1.1 接收機原理圖

典型的接收機結(jié)構(gòu)如圖1所示，其是由天線、射頻濾波器、低噪聲放大器、混頻器、本振信號源、中頻濾波器和中頻放大器等部分組成［2］。

圖1 典型接收機結(jié)構(gòu)

1.2 接收機性能指標

1.2.1 靈敏度

接收機的靈敏度表示接收機微弱信號的能力。噪聲總是伴隨著微弱信號同時出現(xiàn)，如需檢測信號，微弱信號的功率應(yīng)大于噪聲功率或可同噪聲功率相比［3］。因此，靈敏度用接收機輸入端的最小可檢測信號功率Simin來表示。其計算公式為

其中，NF表示噪聲系數(shù);SNR表示滿足一定條件誤碼率所需的最低信噪比;BW表示工帶寬。

1.2.2 選擇性

接收機的另一個關(guān)鍵特征就是其選擇性。選擇性的定義為，在臨近頻率強干擾和信道阻塞的情況下，接收機滿意提取所需信號的能力。在多數(shù)體系結(jié)構(gòu)中，中頻信道選擇濾波器的設(shè)計決定了接收機的選擇性。接收機頻帶的選擇與發(fā)射波形的特性、接收機的工作帶寬以及所能提供的高頻部件和中頻部件的性能均有關(guān)。在現(xiàn)代雷達接收機中，頻帶的選擇可在30 MHz～4 GHz之間，當(dāng)需在中頻增加某些信號處理部件，如脈沖壓縮濾波器、對數(shù)放大器和限幅器等時，從技術(shù)實現(xiàn)來說，中頻選擇在30 ～500 MHz更合適［4］。

1.2.3 相互調(diào)制失真(IMD)

相互調(diào)制(互調(diào))失真是一個導(dǎo)致產(chǎn)生輸入信號基本頻率線性組合的頻率非線性過程［6］。若輸入信號頻率是f1和f2，二階互調(diào)失真產(chǎn)生的信號頻率為0、f1－f2、f1+f2、2f1和 2f2。三階互調(diào)失真產(chǎn)生的信號頻率為2f1－f2、2f2－ f1、2f1+f2、2f2－ f1、3f1和 3f2。對于窄帶信號，只有三階互調(diào)產(chǎn)物2f1－f2和2f2－f1才落在帶內(nèi)，因此，通常關(guān)注的是三階互調(diào)失真。這些三階互調(diào)產(chǎn)物的功率電平由下式給出

其中，Pf1是頻率為f1的輸入信號功率，單位為dBm。Pf2是頻率為f2的輸入信號功率，單位為dBm。PIP是三階互調(diào)截獲點，單位為dBm。

互調(diào)會產(chǎn)生各種不利的影響。例如，雜波回波的互調(diào)引起雜波多譜勒頻譜展寬，從而導(dǎo)致目標遮蔽。由于帶外干擾信號互調(diào)出現(xiàn)帶內(nèi)信號互調(diào)產(chǎn)物，不能通過線性對消技術(shù)輕易地消除，從而導(dǎo)致對干擾敏感。

1.2.4 交叉調(diào)制失真

交叉調(diào)制是由三階互調(diào)引起的，由此引起信號的幅度調(diào)制(AM)。下式給出了對有用信號幅度調(diào)制的百分比(%d)

式中，%u是無用信號的幅度調(diào)制百分比，PU是無用信號功率，PIP是三階截獲點。

交調(diào)將導(dǎo)致幅度較大的調(diào)制帶外干擾對雜波和目標回波的調(diào)制，從而使雜波對消性能和距離副瓣性能變差［7］。

2 接收機系統(tǒng)模型的建立

使用濾波器、放大器、混頻器等行為級的功能模塊搭建接收機系統(tǒng)。運用S參數(shù)仿真、交流仿真、諧波平衡仿真、瞬態(tài)響應(yīng)仿真等仿真器對接收機系統(tǒng)的性能參數(shù)進行模擬檢測。

2.1 接收機靈敏度模型的建立

圖2 接收端模型

由于各模塊的參數(shù)均為已知，通過計算可得出系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)和三階互調(diào)截點等。

噪聲系數(shù)定義為系統(tǒng)的輸入信噪功率比(SNR)i=Pi/Ni，與輸出信噪比(SNR)o=Po/No的比值。噪聲系數(shù)表征了信號通過系統(tǒng)后，系統(tǒng)內(nèi)部噪聲造成信噪比惡化的程度，噪聲系數(shù)常用NF表示。根據(jù)噪聲系數(shù)的級聯(lián)式

可以計算出系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)。給定低噪聲放大器的增益為13.5 dB，噪聲系數(shù)為1.5 dB，混頻器的增益為7.9 dB，噪聲系數(shù)為13.4 dB，利用式(4)可計算出NF=4.12 dB。

三階截點IP3定義為三階互調(diào)功率達到和基波功率相等的點，此點所對應(yīng)的輸入功率表示為IIP3，其所對應(yīng)的輸入功率表示為OIP3［9］。根據(jù)三階互調(diào)截點的級聯(lián)式

可得，系統(tǒng)總的IIP3=－9.75 dBm。

通過仿真，可得到整個接收機端的增益為17.205 dB，接收端總的噪聲系數(shù)為4.151 dB，而計算結(jié)果為4.12 dB。仿真接收端的三階輸入截點為－10.124 dBm，而計算結(jié)果為－9.75 dBm。以上結(jié)果有一定的差異，該差異是由增益壓縮等因素所引起的。此外，根據(jù)仿真結(jié)果還可計算得出接收機的靈敏度。

設(shè)計中，NF=4.12 dB，B=6 MHz，當(dāng)(SNR)0，min=10 dB時，由靈敏度計算結(jié)果為92.08 dBm。

2.2 接收機選擇性模型的建立

圖3 頻帶選擇性原理圖

對模型進行S參數(shù)仿真，仿真結(jié)果如圖4所示。m1點接收機在頻帶選擇濾波器的中心頻率(2.4 GHz)有20 dB的最大增益，即LNA的增益減去微波帶通濾波器的插入損耗。在中心頻率處，反射損耗最小，約在－50 dB。m2表示在偏離中心頻率70 MHz處約為25 dB的衰減。接收機射頻前端的接收帶寬為6 MHz，而通帶內(nèi)的波動不超過0.125 dB。

圖4 射頻器前端帶寬仿真曲線

2.3 接收機預(yù)算增益仿真模型的建立

通過建立接收機的預(yù)算增益模型，可看到系統(tǒng)總增益在系統(tǒng)各部分中的分配情況。預(yù)算增益仿真在諧波平衡分析及交流分析中均可進行，但若在交流仿真中進行的話，混頻器不能是晶體管級［8］。因為此進行的是行為級仿真，混頻器的非線性特征是已知的，所以需利用交流分析進行仿真。

圖5 預(yù)算增益仿真原理圖

通過圖6可看出，接收機VGA增益最大和最小的情況下整機增益的分配情況。總體來說，整機增益最大處在中頻放大器(AMP)，且當(dāng)VGA增益變化時，中頻放大器(AMP)處的增益也隨之變化。

圖6 整機增益分配情況

3 結(jié)束語

通過對實際的集成射頻模塊的選擇，以及利用ADS對接收機進行仿真，可得到一些重要的性能指標，通過對這些性能指標的分析和預(yù)估，可得出器件是否滿足實際無線通信環(huán)境對射頻系統(tǒng)的要求。本文對接收機系統(tǒng)相關(guān)射頻器件進行相應(yīng)的指標性能分析，為接收機的電磁兼容研究分析提供參考和依據(jù)。

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