黎 琴，唐 靜，李 斌，孫長(zhǎng)景，陳 衍，張 靜，方 勇

(1.常州國(guó)光數(shù)據(jù)通信有限公司，江蘇 常州213000;2.武漢理工大學(xué) 信息工程學(xué)院，湖北 武漢430070)

現(xiàn)代短波軟件無(wú)線電接收機(jī)將接收到的1.6～30 MHz 的信號(hào)，經(jīng)預(yù)選濾波和低噪聲放大后與本振混頻至中頻信號(hào)，通過(guò)窄帶濾波與放大后由軟件解調(diào)終端解調(diào)，其原理如圖1 所示。圖1 中的本地振蕩器采用直接數(shù)字頻率合成(direct digital synthesizer，DDS)，保證了接收的高捷變速率與頻率分辨率。但本振的相位噪聲和雜散頻譜與接收機(jī)帶外無(wú)用信號(hào)混頻后，會(huì)使落入中頻通帶內(nèi)的噪聲激增，該現(xiàn)象稱為倒易混頻，將使接收機(jī)輸出信噪比下降，嚴(yán)重影響接收機(jī)性能指標(biāo)。因而設(shè)計(jì)低相噪與雜散噪聲的本振源極為重要。

圖1 短波軟件無(wú)線電接收機(jī)前端原理框圖

1 本振源噪聲特性及其對(duì)短波接收機(jī)的影響

1.1 DDS 倍頻參考源相位噪聲特性及對(duì)接收機(jī)的影響

倍頻器輸出的相位噪聲頻譜密度為［1-3］：

式中：Sφ，i(f)×N2為倍頻器的固有噪聲;Sφ，add(f)為附加加性噪聲，可盡量抑制。

專用DDS 的參考時(shí)鐘可由片上晶振或外輸入高穩(wěn)時(shí)鐘經(jīng)鎖相環(huán)(phase -locked loops，PLL)倍頻電路獲得。圖2 為簡(jiǎn)化的鎖相倍頻噪聲模型，其中：Kd為鑒相增益;F(S)為環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù);Kvco為壓控振蕩器的調(diào)諧靈敏度;Sφr(S)為晶振參考源的相位噪聲;Sφpd(S)為鑒相器的相位噪聲;Sφn(S)為可變分頻器的觸發(fā)相位噪聲;Sφvco(S)為壓控振蕩器開(kāi)環(huán)的相位噪聲;Sφo(S)為環(huán)路輸出的相位噪聲。

圖2 簡(jiǎn)化的鎖相倍頻噪聲模型

令S=jω，則環(huán)路輸出總的相位噪聲為：

圖3 相位噪聲對(duì)接收機(jī)的影響

因此，恢復(fù)幅值較大的有用信號(hào)較容易，但當(dāng)有用信號(hào)幅值較小時(shí)，本振信號(hào)的邊帶噪聲會(huì)直接轉(zhuǎn)換成強(qiáng)干擾中頻邊帶噪聲，落入中頻帶寬并淹沒(méi)有用的中頻信號(hào)。

1.2 DDS 本振源的雜散輸出特性及對(duì)接收機(jī)的影響

DDS 的雜散噪聲受圖4 所示3 個(gè)主要不利因素的影響，分別為［4-5］：

(1)相位截?cái)嗾`差。DDS 用高M(jìn)位尋址，舍棄低L=N-M位，由此產(chǎn)生由相位截?cái)嗾`差所導(dǎo)致的頻譜輸出雜散分量。

(2)幅度量化誤差。該誤差是由于ROM 中所存儲(chǔ)的波形樣點(diǎn)的存儲(chǔ)量有限引起的舍位誤差，其在DDS 輸出頻譜上表現(xiàn)為背景噪聲。

(3)DAC 轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的誤差。提高DDS 輸出頻率意味著正弦周期幅度采樣點(diǎn)的減少，并使得DAC 重建正弦波的難度加大。

高M(jìn)位尋址相位截?cái)嗾`差、D位ROM 存儲(chǔ)器所對(duì)應(yīng)的幅度量化誤差及B位DAC 的分辨率造成的輸出相噪單邊功率譜密度分別為［6-7］：

圖4 DDS 雜散來(lái)源模型

一般DDS 推薦使用寬帶低通濾波，其帶寬遠(yuǎn)超輸出頻率的倍頻程，則對(duì)輸出的雜散和諧波信號(hào)無(wú)能為力，此外，輸出頻率較高時(shí)，其包含的采樣點(diǎn)少，由雜散所導(dǎo)致的寄生相位噪聲輸出將更為嚴(yán)重。本振源的雜散會(huì)影響接收性能，理想本振源輸出的頻譜中心為單頻點(diǎn)而沒(méi)有雜散分量，如圖5 所示，圖5(a)給出了具有雜散分量的本振時(shí)域波形;其干擾頻譜分量如圖5(b)所示;接收有用信號(hào)的頻譜如圖5(c)所示;圖5(d)則顯示出混頻后的中頻產(chǎn)生了有用信號(hào)頻譜的重疊，引起信號(hào)的嚴(yán)重失真。

圖5 雜散分量的影響

可見(jiàn)倍頻參考源的相位噪聲和DDS 的雜散輸出會(huì)嚴(yán)重影響接收機(jī)的性能，因此要盡量減少DDS 信號(hào)的相位噪聲和雜散分量的干擾，這種影響在高選擇性和寬帶動(dòng)態(tài)范圍接收機(jī)中非常明顯。本振信號(hào)的邊帶噪聲電平能決定接收機(jī)的性能，大的本振信號(hào)邊帶噪聲電平會(huì)降低接收機(jī)的靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍，故需采取措施減小相位噪聲和雜散分量的影響［8-10］。

2 DDS 本振源的優(yōu)化設(shè)計(jì)

2.1 DDS 本振源的結(jié)構(gòu)

優(yōu)化后的DDS 本振源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示，與傳統(tǒng)DDS 技術(shù)相比，它采用了頻率合成電路的高精度外部倍頻和43 ～71.4 MHz 頻率范圍的亞倍頻程濾波器。

圖6 DDS 本振源的結(jié)構(gòu)圖

2.2 提高參考源性能指標(biāo)的措施

所設(shè)計(jì)的本振源棄用了DDS 內(nèi)部的鎖相倍頻，而由恒溫晶振輸出32.768 MHz 信號(hào)，經(jīng)低噪場(chǎng)效應(yīng)管5 倍頻再2 倍頻至327.68 MHz 作為參考時(shí)鐘。采用NF=1.2 dB(f=100 MHz)的低噪場(chǎng)效應(yīng)管組成有源倍頻電路，則倍頻器的額定輸出噪聲功率No為［11］：

其輸出經(jīng)雙調(diào)諧帶通濾波，可知濾波器臨界耦合時(shí)，其通頻帶和矩形系數(shù)分別為：

顯然，低噪場(chǎng)效應(yīng)管及其兩級(jí)雙調(diào)諧回路與緩沖放大電路組成的有源倍頻具有低附加相噪及高選擇性的特點(diǎn)，使DDS 的加性噪聲大幅降低。

2.3 加強(qiáng)雜散抑制的措施

DDS 輸出43 ～71.4 MHz 的合成信號(hào)經(jīng)亞倍頻程濾波器消除諧波雜散。亞倍頻程濾波器因其高端與低端截止頻率比小于2，故能有效濾除合成信號(hào)中的諧波分量。采用巴特沃斯函數(shù)設(shè)計(jì)巴特沃斯型低通濾波器(low pass filter，LPF)，且其阻帶衰減率與濾波器的階數(shù)呈正比。依據(jù)歸一化LPF 設(shè)計(jì)出通帶帶寬等于帶通濾波器(band pass filter，BPF)的LPF，把設(shè)計(jì)好的四階LPF 通過(guò)適當(dāng)?shù)碾娐纷儞Q為BPF。LPF 中的并臂電容CA變換為L(zhǎng)1與C1(或者L3與C3)的并聯(lián)，串臂電感LB變換為L(zhǎng)2與C2(或者L4與C4)的串聯(lián)，設(shè)ω0是BPF 的中心角頻率。其變換公式分別為：

設(shè)計(jì)的通帶頻率為43 ～71.4 MHz 的四階亞倍頻程濾波器電路及其ADS 仿真圖如圖7 所示，可以看出在43 MHz 處(m1點(diǎn))衰減0.514 dB，在71.4 MHz 處(m2點(diǎn))衰減0.479 dB，而隨頻率變化的帶外衰減曲線陡峭，因此該亞倍頻程濾波器具有較小的插入衰減和較大的阻帶損耗。

綜上所述，與已有的設(shè)計(jì)方法相比，參考時(shí)鐘源采用外恒溫晶振經(jīng)低噪場(chǎng)效應(yīng)管、雙調(diào)諧回路、有源倍頻取代DDS 芯片內(nèi)部鎖相倍頻，四階亞倍頻程濾波器取代低通濾波器將大幅降低DDS 輸出的加性噪聲和諧波雜散分量。

圖7 亞倍頻程濾波器電路

3 指標(biāo)測(cè)試

3.1 DDS 本振附加相噪與諧波分量測(cè)量

由AD9954 片上晶振電路產(chǎn)生32.768 MHz信號(hào)，經(jīng)其內(nèi)部鎖相10 倍頻后，再由AD9954 合成60 MHz 輸出信號(hào)的頻譜如圖8(a)所示;由外部恒溫晶振產(chǎn)生32.768 MHz 信號(hào)，經(jīng)外部10 倍頻后，再由AD9954 合成60 MHz 輸出信號(hào)的頻譜如圖8(b)所示。結(jié)果均用頻譜分析儀AT5011進(jìn)行觀測(cè)。可見(jiàn)，圖8(b)的寄生輸出低于圖8(a)20 dB 以上，因此外倍頻器有效降低了本振附加相位噪聲。再將外倍頻器方案產(chǎn)生的60 MHz信號(hào)分別通過(guò)低通濾波器和雙亞倍頻程濾波器與緩沖放大電路組成濾波電路后的輸出信號(hào)頻譜如圖9 所示。從圖9(a)和圖9(b)可以看出，雙亞倍頻程濾波器輸出的諧波分量得到更好的抑制。

圖8 合成的60 MHz 信號(hào)頻譜

圖9 信號(hào)經(jīng)濾波后的頻譜

3.2 倒易混頻與靈敏度測(cè)試

本振的噪聲特性會(huì)影響接收機(jī)倒易混頻與靈敏度指標(biāo)，接收機(jī)倒易混頻與靈敏度指標(biāo)測(cè)試參照短波單邊帶接收機(jī)電性能國(guó)標(biāo)測(cè)量方法進(jìn)行，其連接關(guān)系如圖10 所示，圖10 中匹配網(wǎng)絡(luò)、高頻信號(hào)發(fā)生器(1)、高頻信號(hào)發(fā)生器(2)及低頻信號(hào)發(fā)生器和測(cè)試儀表，根據(jù)指標(biāo)需要接入使用。

圖10 倒易混頻與靈敏度測(cè)試連接圖

倒易混頻指標(biāo)測(cè)量，先將高頻信號(hào)發(fā)生器(1)輸出信號(hào)加至接收機(jī)輸入端，調(diào)節(jié)其輸出，接收機(jī)輸入信號(hào)電平為10 dBμV，再調(diào)節(jié)接收機(jī)增益以獲得基準(zhǔn)輸出電平;然后在混合匹配網(wǎng)絡(luò)端由高頻信號(hào)發(fā)生器(2)加一無(wú)用的、未調(diào)制的輸入信號(hào)，其頻率偏離發(fā)生器(1)輸出信號(hào)20 kHz，調(diào)節(jié)其輸出電平，使接收機(jī)輸出信噪比為10 dB。此時(shí)高頻信號(hào)發(fā)生器(2)的輸出電平即為倒易混頻值，用dBμV 表示。

靈敏度測(cè)量，調(diào)節(jié)高頻信號(hào)發(fā)生器(1)的輸出電平至接收機(jī)輸入端以產(chǎn)生信噪比為12 dB 的輸出電平，此時(shí)的輸入信號(hào)電平即為接收機(jī)靈敏度，用dBm 表示。

表1 給出了采用外部倍頻器的DDS 本振源與采用內(nèi)部PLL 倍頻器時(shí)，倒易混頻與靈敏度的測(cè)試結(jié)果。

4 結(jié)論

采用外接由高穩(wěn)恒溫晶振經(jīng)低噪場(chǎng)效應(yīng)管倍頻后的射頻源作為DDS芯片參考時(shí)鐘，有效消除了DDS 片內(nèi)鎖相倍頻電路加性相位噪聲的影響;雙亞倍頻程濾波器降低了輸出的雜散與諧波成份;優(yōu)化改進(jìn)后的DDS 本振源提高接收機(jī)倒易混頻指標(biāo)近20 dB，其靈敏度提升了近10 dB，該本振源已經(jīng)應(yīng)用于圖1 所示的數(shù)控短波接收機(jī)前端電路中，使接收機(jī)綜合技術(shù)指標(biāo)得到進(jìn)一步改善。

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