涂小濤 辜承林

（華中科技大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院 武漢 430074）

1 引言

近年來，通過對(duì)先進(jìn)驅(qū)動(dòng)方式的探索和實(shí)踐，電動(dòng)汽車采用高效直驅(qū)輪轂電機(jī)的理念已經(jīng)形成。這種新的理念就是用分布式直接驅(qū)動(dòng)方式（多臺(tái)電機(jī)）替代傳統(tǒng)的集中式間接驅(qū)動(dòng)方式（一臺(tái)電機(jī)），揚(yáng)棄燃油發(fā)動(dòng)機(jī)的車橋結(jié)構(gòu)和傳動(dòng)機(jī)構(gòu)，效率高、控制靈活、結(jié)構(gòu)簡約。

橫向磁通永磁電機(jī)（Transverse-Flux Permanent Magnet Motor，TFPMM）以低速性能好、轉(zhuǎn)矩密度高的特點(diǎn)成為直驅(qū)式電動(dòng)汽車輪轂電機(jī)的優(yōu)選實(shí)施方案[1-3]。但現(xiàn)有TFPMM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工藝復(fù)雜，基本上不具備小型化基礎(chǔ)[4-6]。相比之下，文獻(xiàn)[7]提出的拓?fù)?，結(jié)構(gòu)和工藝都相對(duì)簡單，可較好滿足輪轂驅(qū)動(dòng)需要，但依然存在TFPMM功率因數(shù)偏低的問題[8-12]，亟待探索技術(shù)解決方案。

為此，本文以實(shí)用控制方式為基礎(chǔ)，分別以永磁同步電機(jī)（Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM）和無刷直流電機(jī)（Brushless DC Motor，BLDCM）兩種驅(qū)動(dòng)模式，對(duì)一臺(tái)3kW（直流側(cè)60V，50A）新型 TFPMM 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行綜合實(shí)驗(yàn)研究，探討有實(shí)用價(jià)值的直驅(qū)式輪轂電機(jī)的先進(jìn)控制手段。

2 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

新型TFPMM實(shí)驗(yàn)樣機(jī)為三相8對(duì)極外轉(zhuǎn)子輪轂結(jié)構(gòu)，軸向磁化的永磁體沿圓周均勻分布，由鋁環(huán)定位圈固定在轉(zhuǎn)子內(nèi)側(cè)；永磁體銜于定子U形磁軛中，氣隙為軸向，三相磁軛相互錯(cuò)開15°機(jī)械角度（即120°電角度），永磁體、軸向氣隙和定子磁軛構(gòu)成閉合磁路。圖1a和1b分別為3kW樣機(jī)三維剖切圖和實(shí)物照片，樣機(jī)參數(shù)見表1。

圖1 新型橫向磁通永磁輪轂電機(jī)Fig.1 Novel transverse-flux permanent magnet motor

表1 樣機(jī)參數(shù)Tab.1 Parameters of the prototype

這種新型電機(jī)的特點(diǎn)是三相磁路相互解耦，相間無互感，永磁體軸向磁化，磁體數(shù)目減半，軸向尺寸縮短，結(jié)構(gòu)簡單，定子線圈繞制簡便。同時(shí)，采用外轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)以扁平外形與輪轂匹配，適合于電動(dòng)汽車的直接驅(qū)動(dòng)。

3 PMSM驅(qū)動(dòng)模式

3.1 U/f=C控制

實(shí)驗(yàn)采用常規(guī)VVVF變頻調(diào)速方式，由正弦波變頻機(jī)組供電，首先以常規(guī)U/f=C（U為相電壓，選取U/f=24V/50Hz）方式控制新型 TFPMM 作PMSM運(yùn)行，保持轉(zhuǎn)速n=375r/min不變，逐漸增加負(fù)載。表2為一組典型實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)（轉(zhuǎn)矩采用標(biāo)幺值，基值Tb=45N·m，全文同）。結(jié)果表明，此時(shí)電機(jī)的功率因數(shù)和效率都比較低。實(shí)際上，這是新型TFPMM 電感較大（相間無互感）、漏磁也比普通PMSM嚴(yán)重所致[12]。

表2 一組U/f=C控制實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)Tab.2 A set of results with U/f=C control

3.2 V形曲線測(cè)定

鑒于U/f=C運(yùn)行方式不能很好滿足驅(qū)動(dòng)需要，有必要對(duì)TFPMM的電壓與電流控制規(guī)律作更深入的探討，以尋求更合理的運(yùn)行控制方式。由于交、直軸磁路相近，新型TFPMM可視作隱極PMSM處理，忽略電阻壓降和電樞反應(yīng)影響，恒速恒轉(zhuǎn)矩（即空載反電動(dòng)勢(shì)E0和電流交軸分量Iq不變）運(yùn)行的相量圖如圖2所示。圖示結(jié)果表明，隨電壓調(diào)節(jié)，一方面功率因數(shù)可連續(xù)變化，甚至可達(dá)到 1（對(duì)應(yīng)圖中U3，I3重合），另一方面電流I出現(xiàn)最小值（電流直軸分量Id=0時(shí)，對(duì)應(yīng)圖中U2，I2），即電流與電壓間呈V形曲線關(guān)系。這也預(yù)示了一種改善電機(jī)運(yùn)行性能（提高功率因數(shù)和效率）的新途徑。

圖2 恒速恒轉(zhuǎn)矩相量圖Fig.2 Phasor diagram with constant speed and torque

為此，計(jì)算并繪制出不同負(fù)載轉(zhuǎn)矩下的理想V形曲線簇，如圖3所示。圖3中虛線表示電機(jī)不穩(wěn)定區(qū)域界限，實(shí)際運(yùn)行時(shí)該界限會(huì)向右下方移動(dòng)。實(shí)驗(yàn)測(cè)定的V形曲線簇如圖4所示，與圖3的理論分析結(jié)果基本吻合。

圖3 理想V形曲線簇Fig.3 Ideal V-shaped curve clusters

圖4 實(shí)測(cè)V形曲線簇Fig.4 The tested V-shaped curve clusters

顯然，若能調(diào)控電壓，使電機(jī)始終能運(yùn)行于V形曲線簇中的Id=0點(diǎn)，則電機(jī)的效率應(yīng)有明顯提升，功率因數(shù)也應(yīng)有所變化。

3.3 Id=0控制

為探討Id=0控制效果，擬與U/f=C作直接比較。參照?qǐng)D3，Id=0時(shí)效率和功率因數(shù)表達(dá)式為

式中p0——空載損耗；

Rs——相電阻；Xs——同步電抗。

而U/f= C控制時(shí)，效率和功率因數(shù)分別為

由于電流交軸分量Iq在實(shí)驗(yàn)中不可測(cè)，可換算成負(fù)載轉(zhuǎn)矩，近似換算公式如下

按樣機(jī)參數(shù)，根據(jù)式（1）～式（5）計(jì)算并繪制相同轉(zhuǎn)速下兩種控制方式的效率和功率因數(shù)曲線，如圖5所示，而對(duì)應(yīng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖6所示。

圖5 Id=0控制與U/f=C控制計(jì)算結(jié)果比較Fig.5 Compared calculative results with Id=0 and U/f=C

圖6 Id=0控制與U/f=C控制實(shí)驗(yàn)結(jié)果比較Fig.6 Compared experimental results with Id=0 and U/f=C

理論與實(shí)驗(yàn)結(jié)果對(duì)比表明，Id=0控制時(shí)電樞電流全部貢獻(xiàn)于電磁轉(zhuǎn)矩，相同轉(zhuǎn)矩下幅值最小，損耗減小，效率提高，功率因數(shù)也有明顯改善，但隨負(fù)載增大，功率因數(shù)還是呈下降趨勢(shì)（額定負(fù)載時(shí)降至0.67左右）因而還存在進(jìn)一步改善的需要。

由于Id=0控制的實(shí)質(zhì)是電流與反電動(dòng)勢(shì)軸線重合，這等同于直流電動(dòng)機(jī)運(yùn)行時(shí)的相位關(guān)系。因此，理論上講，TFPMM有可能通過 BDLCM驅(qū)動(dòng)模式最終解決功率因數(shù)偏低的問題。

4 BLDCM驅(qū)動(dòng)模式

4.1 正常換相

基于TFPMM高功率因數(shù)運(yùn)行需要，由PMSM模式下的Id=0控制自然轉(zhuǎn)入 BLDCM 驅(qū)動(dòng)模式探討。從降低成本考慮，本實(shí)驗(yàn)選用最通用的兩兩導(dǎo)通（120°工作方式）BLDCM 控制器，母線電壓為60V。

采用正常換相方式（換相角對(duì)應(yīng)滯后反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)30°電角度），表3為一組典型實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)（效率折算至電機(jī)端口）。此時(shí)電機(jī)效率仍不夠高，機(jī)械特性亦偏軟，負(fù)載能力不強(qiáng)（但不失步），仍未達(dá)到預(yù)期效果。

表3 一組正常換相方式實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)Tab.3 A set of results with conventional commutation

探究原因，與常規(guī)BLDCM不同，新型TFPMM等效電感值較大（無相間互感），且為低壓大電流系統(tǒng)，致使換相過程相對(duì)較長，電流相位滯后，與反電動(dòng)勢(shì)軸線發(fā)生偏移，且負(fù)載越大，電流越大（甚至出現(xiàn)電流連續(xù)），偏移愈嚴(yán)重，性能影響也就愈明顯。此外，與普通直流電動(dòng)機(jī)相似，負(fù)載電流較大時(shí)，電樞反應(yīng)還會(huì)導(dǎo)致氣隙合成磁場(chǎng)畸變，反電動(dòng)勢(shì)軸線前移，電流相位進(jìn)一步滯后，電機(jī)性能進(jìn)一步惡化。實(shí)測(cè)正常換相時(shí)對(duì)地電壓與相電流波形如圖7所示（= 0 .46），與分析結(jié)果吻合。

圖7 正常換相時(shí)對(duì)地電壓與相電流波形Fig.7 Actual waveforms of terminal voltage and phase current in conventional commutation

4.2 提前換相

在有刷直流電動(dòng)機(jī)中，大容量電機(jī)通過補(bǔ)償繞組和換相極來削弱電樞反應(yīng)和抵消電抗電動(dòng)勢(shì)，從而改善換向條件，而小容量電機(jī)一般采用逆轉(zhuǎn)向移動(dòng)電刷的做法，其本質(zhì)在BLDCM中就相當(dāng)于提前換相。有鑒于此，可通過采用提前換相方式，削弱新型TFPMM換相過程長和電樞反應(yīng)的不利影響，一定程度改善電流波形的同時(shí)，為二極管續(xù)流提供更為充足的空間，創(chuàng)造有利于電流與反電動(dòng)勢(shì)軸線重合（等效于Id=0）的環(huán)境，此時(shí)二者乘積最大，即轉(zhuǎn)矩電流比最大，從而有效提高電機(jī)運(yùn)行性能。這與普通 BLDCM 提前換相以實(shí)現(xiàn)恒功率弱磁擴(kuò)速目的不盡相同[13-16]。下面就實(shí)驗(yàn)結(jié)果作進(jìn)一步分析。

實(shí)驗(yàn)仍采用120°工作方式的通用BLDCM控制器，通過添加自制可移動(dòng)式位置傳感器裝置獲得所需的提前換相角α。圖 8為實(shí)測(cè)α=30°、=0.46時(shí)對(duì)地電壓與相電流波形，對(duì)比圖7結(jié)果表明，負(fù)載較大時(shí)，提前換相可使電流明顯減小，電機(jī)性能確有明顯改善。

圖8 提前換相時(shí)對(duì)地電壓與相電流波形Fig.8 Actual waveforms of terminal voltage and phase current in phase advance commutation

進(jìn)一步地，隨著負(fù)載轉(zhuǎn)矩變化，測(cè)定一組不同提前換相角對(duì)電機(jī)運(yùn)行特性的影響，對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。結(jié)果表明，適當(dāng)提前換相，確能有效改善電機(jī)性能，使機(jī)械特性變硬，效率和負(fù)載能力均明顯提升。

圖9 不同提前換相角時(shí)性能對(duì)比Fig.9 Compared results with different phase advance angles

為獲得符合最大轉(zhuǎn)矩電流比的最佳運(yùn)行控制，認(rèn)為相同轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速下直流母線電流最小時(shí)對(duì)應(yīng)的提前換相角為最佳。理論上，不同負(fù)載轉(zhuǎn)矩對(duì)應(yīng)的最佳提前換相角不同，且隨負(fù)載轉(zhuǎn)矩的增大而增大。實(shí)測(cè)最佳提前換相角與負(fù)載轉(zhuǎn)矩間的擬合關(guān)系曲線如圖10所示。據(jù)此，以霍爾位置信號(hào)為基準(zhǔn)，通過軟件算法對(duì)換相過程和電樞反應(yīng)進(jìn)行相應(yīng)的提前換相補(bǔ)償，可使新型TFPMM獲得較為滿意的運(yùn)行性能。

圖10 最佳提前換相角與負(fù)載轉(zhuǎn)矩的關(guān)系曲線Fig.10 The relation curve between optimal phase advance angle and load torque

5 驅(qū)動(dòng)控制方案比較

新型TFPMM采用普通他控變頻方式（U/f= C）作PMSM運(yùn)行時(shí)，效率和功率因數(shù)都比較低，采用Id=0控制后，雖然效率有所提高，功率因數(shù)有所改善，但仍不能從根本上解決功率因數(shù)偏低的問題。同時(shí)，為保證較好起動(dòng)性能和足夠的過載能力，常規(guī)SPWM控制器容量偏大，所需車載蓄電池組串聯(lián)數(shù)也較多，這既增加了車重，還加劇了空間放置矛盾。

相比之下，BLDCM 驅(qū)動(dòng)模式更顯經(jīng)濟(jì)；與正常換相情形相比，提前換相方式還可有效削弱換相過程長和電樞反應(yīng)的不利影響，并有可能獲得最大轉(zhuǎn)矩電流比，從根本上綜合解決電機(jī)的功率因數(shù)、效率和出力問題，從而使車載蓄電池?cái)?shù)量和系統(tǒng)成本都有可能得到有效的控制。

6 結(jié)論

本文致力于新型TFPMM的實(shí)驗(yàn)研究。樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，輔以合理運(yùn)行控制方式，電機(jī)的性能可以滿足直驅(qū)式電動(dòng)汽車輪轂電機(jī)的應(yīng)用需要。對(duì)比結(jié)果進(jìn)一步證實(shí)，提前換相的BLDCM驅(qū)動(dòng)模式最為合理，而實(shí)測(cè)最佳提前換相角與負(fù)載轉(zhuǎn)矩的關(guān)系曲線亦為進(jìn)一步深入研究新型TFPMM在直驅(qū)式電動(dòng)汽車中的應(yīng)用提供了更有力的理論依據(jù)和技術(shù)支撐。

[1]褚文強(qiáng), 辜承林. 電動(dòng)車用輪轂電機(jī)研究現(xiàn)狀與發(fā)展趨勢(shì)[J]. 電機(jī)與控制應(yīng)用, 2007, 34(4): 1-5.

Chu Wenqiang, Gu Chenglin. Application status and developing tend of in-wheel motors used for electric automobile[J]. Electric Machines & Control Application,2007, 34 (4): 1-5.

[2]Cakir K, Sabanovic A. In-wheel motor design for electric vehicles[C]. International Workshop on Advanced Motion Control, 2006: 613-618.

[3]Rahman, Khwaja M. Application of direct-drive wheel motor for fuel cell electric and hybrid electric vehicle propulsion system[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2006, 42(5): 1185-1192.

[4]French C D, Hodge C M. Optimised torque control of marine transverse-flux propulsion machines[C].International Conference on Power Electronics,Machines and Drives, 2002: 1-6.

[5]Masmoudi, Njeh A, Elantably A. Optimizing the overlap between the stator teeth of a claw pole transverse-flux permanent magnet machine[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2004, 40(3): 1573-1578.

[6]Guo Y G, Zhu J G, Watterson P A, et al. Comparative study of 3-D flux electrical machines with soft magnetic composite cores[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2003, 39(6): 1696-1703.

[7]陳金濤, 辜承林. 新型橫向磁通永磁電機(jī)研究[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2005, 25(15): 155-160.

Chen Jintao, Gu Chenglin. Study on novel transverseflux permanent magnet machine[J]. Proceedings of the CSEE, 2005, 25(15): 155-160.

[8]Harrism R, Pajooman G H, Sharkh S M. Problem of power factor in VRPM (transverse 2flux) machines[C].International Conference on Electrical Machines and Drives, 1997: 386-390.

[9]Lu K Y, Ritchie E, et al. Modeling and power factor analysis of a single phase surface mounted permanent magnet transverse flux machine[C]. Proceedings of the Fifth International Conference on Power Electronics and Drive Systems, 2003, 2: 1609-1613.

[10]Zhao Yu, Chai Jianyun. Power factor analysis of transverse flux permanent machines[C]. Proceedings of the Eighth International Conference on Electrical Machines and Systems, 2005, 1: 450-453.

[11]趙宇, 柴建云. 橫向磁場(chǎng)永磁電機(jī)性能研究[J]. 電機(jī)與控制應(yīng)用, 2006, 33(7): 9-13.

Zhao Yu, Chai Jianyun. Study on Performance of transverse flux permanent motors[J]. Electric Machines & Control Application, 2006, 33(7): 9-13.

[12]褚文強(qiáng), 辜承林. 新型橫向磁通永磁電機(jī)磁場(chǎng)研究[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2007, 27(24): 58-62.

Chu Wenqiang, Gu Chenglin. Study on magnet field of novel transverse-flux permanent magnet machine[J].Proceedings of the CSEE, 2007, 27(24): 58-62.

[13]Chan C C, Jiang J Z , Xia W, et al. Novel wide range speed control of permanent magnet brushless motor drives[J]. IEEE Transactions on Power Electronics.1995, 10(5): 539-546.

[14]Lawler J S, Bailey J M. Limitations of the conventional phase advance method for constant power operation of the brushless DC motor[C].Proceedings of IEEE Southeast Conference, 2002:174-180.

[15]Nguyen BinhMinh, Ta Minh C. Phase advance approach to expand the speed range of brushless DC motor[C]. Proceedings of the International Conference on Power Electronics and Drive Systems, 2007:1255-1262.

[16]Sue Shinn Ming, Wu Kun Lin, Syu Hih Sian, et al. A phase advanced commutation scheme for IPM-BLDC motor drives[C]. IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications, 2009: 2010-2013.