朱沛洪，張昆峰

(中國空空導彈研究院，河南洛陽471009)

0 引 言

在舵機系統(tǒng)中，對舵面角位移的實時準確檢測是實現控制的關鍵，目前舵機普遍采用帶接觸電刷的電位器作為角位移傳感器，但電位器在惡劣環(huán)境下容易出現輸出抖動等不良現象，影響到產品可靠性，因此，可以考慮采用旋轉變壓器替代電位器。旋轉變壓器作為角位移傳感器，具有結構簡單、動作靈敏、抗沖擊振動和溫度濕度變化能力強的優(yōu)點，適用于惡劣的工作環(huán)境［1］。但是旋轉變壓器是一種模擬機電元件，其輸出為兩路與角位移呈某一函數關系的模擬信號，因此，為適應數字舵機系統(tǒng)的需要，需要對輸出的模擬信號進行解碼處理并將其轉換為對應的包含角位移信息的數字量，才能與控制芯片接口［2］。美國AD公司、日本多模川公司研制的旋轉變壓器/數字轉換器(RDC)均可以將旋轉變壓器輸出的模擬信號解碼并獲取數字位置信息，但是對于需要測量多個角位移的舵機系統(tǒng)而言，可能需要多個RDC，成本高，同時造成舵機的控制電路體積增大，不利于系統(tǒng)的小型化和集成化。

1 正余弦旋轉變壓器

當勵磁繞組以一定頻率的交流電壓勵磁時，正余弦型旋轉變壓器的輸出繞組的電壓幅值與轉子轉角呈正弦、余弦關系［3］。旋轉變壓器的原理圖如圖1所示，它由定子和轉子組成。圖中D1－D2和D3－D4為旋轉變壓器的初級勵磁繞組，一般安裝于轉子上;Z1－Z2和Z3－Z4為旋轉變壓器的次級輸出繞組，一般安裝于定子上。D1－D2與D3－D4和Z1－Z2與Z3－Z4電氣角度均互差90°。為消除交軸磁通的影響，提高精度，一般將初級繞組的D3－D4短接。

圖1 旋轉變壓器

設ω為激勵電壓的角頻率，U為激勵電壓的最大幅值，初級繞組和次級繞組的變比為K。當初級激勵繞組D1－D2繞組外加交流激勵電壓ED1－D2=Usinωt，設激磁信號與次級繞組輸出信號的相位差為α，處于空間某一位置的轉子與定子夾角為θ，則次級兩正交輸出繞組中便感應出感應電勢EZ1－Z2、EZ3－Z4，EZ1－Z2=KUsin(ωt+α)sin θ，EZ3－Z4=KUsin(ωt+α)cos θ。圖2為激勵頻率為400 Hz時的EZ1－Z2、EZ3－Z4和激勵信號ED1－D2?？梢钥吹?，旋轉變壓器的輸出信號EZ1－Z2、EZ3－Z4的頻率和激勵信號ED1－D2的頻率一樣，而EZ1－Z2、EZ3－Z4的包絡信號即為sinθ、cosθ［4］。

圖2 激勵頻率為400 Hz時旋轉變壓器的激勵信號和輸出信號

旋轉變壓器解碼就是通過檢測EZ1－Z2、EZ3－Z4這兩組輸出信號的幅度獲取旋轉變壓器的位置信息的。圖3為旋轉變壓器解碼電路的所普遍采用的解碼方案。該方案不僅可以解算角位移，還可以解算角速度。

圖3 旋轉變壓器解碼電路

2 系統(tǒng)總體設計

本文實現了一個基于單極正余弦旋轉變壓器的數字舵機系統(tǒng)，采用國內某公司研制的一款用于電機控制的SOC G105作為控制核心，如圖4所示。該芯片內部已經集成了4路旋轉變壓器激勵和4路旋轉變壓器解碼電路，可以同時支持4路旋轉變壓器信號的解碼，并實時精確地提供角位移信息和速度信息，同時可以省去片外RDC，簡化了舵機控制電路。

圖4 G105內部原理框圖

圖5為采用G105完成的舵機系統(tǒng)框圖。舵面的角位移檢測采用旋轉變壓器作為測量傳感器，旋轉變壓器與舵軸通過齒輪副聯接，齒輪副傳動比為3.78∶1。旋轉變壓器的激勵信號由G105提供。旋轉變壓器輸出包含舵面角位移信息的正弦信號sin和余弦信號cos，然后輸入到G105的片內ADC進行模數變換，變換后的數字量再進入解碼模塊解碼便得到舵面角位移。

舵機通過G105的SCI接收控制指令，與舵面反饋角位移綜合后形成誤差信號。誤差信號在G105經過控制算法處理，輸出控制電機的PWM和DIR方向信號，驅動電機轉動，再通過傳動機構驅動舵面到達指定的位置。

圖5 舵機系統(tǒng)原理實現框圖

3 系統(tǒng)分析與實現

3.1 旋轉變壓器激勵模塊設計

系統(tǒng)采用的旋轉變壓器所允許的激磁電壓峰－峰值為16±0.5 V，變比為0.8±0.12。G105的激磁信號產生器的激磁頻率可編程設置，這里選用的激磁信號的頻率為19 kHz，產生的正弦激磁信號由G105的DAC輸出。G105的DAC為電流輸出型，支持單端輸出和差分輸出?？紤]到激磁信號采用線纜傳輸到旋轉變壓器，激磁信號這里選擇差分輸出，從而增強激磁信號的抗共模干擾能力和驅動能力。G105差分輸出驅動電流可以選擇－8 mA、－16 mA、－32 mA、－64 mA。為降低G105的功耗，這里選擇G105的輸出電流為－8 mA，此時DAC的差分輸出端電壓應滿足≥6 V，從而保證G105有足夠的能力從外圍電路吸收電流。這里對DAC的正相和反相輸出端提供一個14 V的直流偏置，上拉電阻為1 kΩ。這里選用的直流偏置電源要求噪聲小、紋波低，上拉電阻要求精度等級高、溫漂低。如果偏置電源噪聲和紋波大，或者兩個上拉電阻的阻值有較大的偏差，將直接導致旋轉變壓器初級線圈的輸入正弦激勵信號的品質，進而導致解碼結果出現偏差。所以，這里的偏置電源由LDO提供，上拉電阻的精度等級為+0.01%，電阻溫度系數為±5 ppm/℃。G105 DAC的輸出信號再經過運算放大器進行電壓跟隨，這里選用AD公司的低噪聲高速集成運放AD8022。為避免信號通過AD8022時飽和，這里選擇AD8022的供電電壓為20 V，如圖6所示。這樣經過直流偏置、電壓跟隨后，DAC的正相端正弦電流信號和反相端正弦電流信號變?yōu)榉澹逯禐? V、電壓范圍在4～14 V的正交正弦電壓信號DAC_P1、DAC_N1。然后，DAC_P1、DAC_N1分別作為旋轉變壓器初級線圈的正相端、反相端，則次級線圈輸出電壓的峰－峰值為UPP=12.8 V，電壓范圍為－6.4～6.4 V。

圖6 旋轉變壓器激勵模塊原理圖

3.2 旋變解碼電路設計

G105內部有12通道的ADC，分辨率為14 bit，采樣速率為1 MHz，支持單端輸入和差分輸入。在單端輸入模式下，輸入信號范圍為0～15 V。而旋轉變壓器的輸出電壓信號的范圍為－6.4～6.4 V，因此，必須對旋轉變壓器的輸出信號進行直流偏置。為充分利用ADC的量程，這里選用的直流偏置電壓為7.5 V，旋轉變壓器輸出的電壓信號范圍變?yōu)?.1～13.9 V。設置ADC為單端輸入模式，這樣，經直流偏置的旋轉變壓器的輸出信號可以直接進入G105進行角位移解碼，考慮到進入G105的片內ADC的sin和cos信號質量將直接影響角度解碼的結果，這里采用低壓差穩(wěn)壓源為旋轉變壓器的輸出信號提供一個低紋波的偏置電壓。如圖7所示。

圖7 旋轉變壓器解碼接口電路原理圖

4 試驗測試結果

為了克服角度隨機測量誤差，這里采用中值濾波對測量數據進行處理［5］。實現中值濾波的方法為:G105對舵面的某一位置連續(xù)采樣4次，去掉采樣值中的最大值和最小值，然后對中間的2個值取平均作為本次測量的有效值。

考慮到舵面的零位和旋轉變壓器的零位在安裝時未必能夠精確對準，所以，當舵面處于零位時，舵機系統(tǒng)對旋轉變壓器的角位置采集四次，得到的結果分別為200.864 3°，200.850 4°，200.864 3°，200.850 4°。采用中值濾波，得到舵面在零位時的旋轉變壓器的角位置為200.857 4°。舵面角位置位移解算時，需要將G105解算得到的旋轉變壓器的角位置減去舵面在零位時旋轉變壓器的角位置，再除以舵軸與旋轉變壓器之間的傳動比3.78。

由主控計算機向舵機發(fā)送－35.5°，－5.5°，18.0°，34.5°的控制指令，得到旋轉變壓器的初級線圈的正相端DAC_P1、反相端DAC_N1和次級繞組的輸出感應電動勢正弦輸出和余弦輸出測試波形，如圖8所示。

圖8 旋轉變壓器的初級線圈的正相端、反相端和次級繞組的波形

在這個四個指令角度數據上，G105解碼輸出的結果如表1所示。

表1 G105的解碼輸出結果

由測試結果看出，該系統(tǒng)的實際解算出來的舵面位移與指令結果的誤差絕對值小于0.1°，舵機的控制響應精度完全滿足舵機系統(tǒng)的指標要求。

5 結 語

本文設計完成一個數字舵機系統(tǒng)，采用單極正余弦旋轉變壓器測量舵面角位移，并利用SOC G105的內部旋轉變壓器解碼實現角位移的解碼。試驗結果證明，該數字舵機系統(tǒng)的控制接口電路和信號處理方法簡單，避免了采用專門的RDC芯片實現角度的解碼，有利于實現控制系統(tǒng)的小型化，并降低成本。同時，該方案測量精度比較高，完全能夠滿足大部分伺服舵機的性能要求，是一種比較實用的實現方案。

［1］ 范祝霞，歐陽紅林.基于旋轉變壓器的PMSM驅動系統(tǒng)位置反饋的研究［J］.電氣傳動，2010，40(3):40－43.

［2］ 吳紅星，洪俊杰.基于旋轉變壓器的電動機轉子位置檢測研究［J］.微電機，2008，41(1):1－3，9.

［3］ 程明.微特電機及系統(tǒng)［M］.中國電力出版社，2004.

［4］ 黃科元，董恒，黃守道.旋轉變壓器在高速永磁同步電動機中的應用［J］.微特電機，2008，(2):10－11，37.

［5］ 羅德榮，周成，黃科元.基于AD2S1200的旋變接口電路設計及信號處理［J］.電力電子技術，2008，42(8):68－70.