孫奉?yuàn)?，王永?/p>

(中南民族大學(xué)電子信息工程學(xué)院，武漢430074)

單相APFC技術(shù)比較成熟，并且有專用的控制芯片，在中小功率的場(chǎng)合下，有著廣泛的應(yīng)用.但是隨著功率的增大，單相APFC的輸入電流及紋波都很大，限制了單相APFC的應(yīng)用，因而近年來，三相APFC成了研究的熱點(diǎn).在沒有專用的控制芯片產(chǎn)生前，如果將現(xiàn)有的成熟的單相APFC并聯(lián)成滿足要求的三相APFC變換器，不失是一個(gè)好方法［1］.Boost結(jié)構(gòu)的電感在輸入的前端，可以大大減少輸入電流的紋波，決定了這種拓?fù)湓贏PFC中的廣泛應(yīng)用.文獻(xiàn)［2］提出了一種三相APFC拓?fù)?，?個(gè)單相APFC的電路后面都是用了一個(gè)隔離的DC/DC回路，再并聯(lián)輸出.這種拓?fù)涞脑骷褂煤芏?，增加很多成本，體積重量也增加不少.文獻(xiàn)［3］將3個(gè)單相APFC的輸出直接并聯(lián)后經(jīng)過一個(gè)DC/DC電路，如果在回路上作相應(yīng)的解耦，這種結(jié)構(gòu)將更加簡(jiǎn)單、實(shí)用.本文將3個(gè)單相APFC電路經(jīng)過簡(jiǎn)單解耦后的輸出直接并聯(lián)，從而_實(shí)現(xiàn)了一種三相APFC.

1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

如何對(duì)電感解耦是三相APFC中的主要問題.傳統(tǒng)的Boost APFC三相四線并聯(lián)的方法，開關(guān)在通斷過程中使輸入電流產(chǎn)生較大的畸變.現(xiàn)分析A，B兩相，電路如圖1(a)所示.

以A相位為例，當(dāng)開關(guān)斷開時(shí)，電流路徑為A，D1，La，Da，RL，D4 到 N，或者由 A，D1，La，Da，RL ，D8到N兩條路徑，多了后者一條路徑，如圖1(a)中回路1所示;同理，開關(guān)開通，電流會(huì)經(jīng)過A，D1，La，Sa，D4 到 N，或者由 A，D1，La，Sa，D8 到 N，耦合到了后者的通路，如圖1(a)中回路2所示.

針對(duì)以上耦合問題，將一個(gè)主電感分為兩個(gè)電感串聯(lián)在主回路中，降低開關(guān)關(guān)斷時(shí)電路間的耦合，增加一個(gè)功率二極管阻止開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電路間的耦合.如圖1(b)所示，以A相為例，當(dāng)開關(guān)開通時(shí)，由功率二極管Da2反向作用，電流只存在一個(gè)路徑，即 A，D1，La1，Sa，D4.但開關(guān)關(guān)斷時(shí)，雖然仍存在兩個(gè)路徑，但是由于電感Lb2的作用，可以大大降低電路之間的耦合.

圖1 傳統(tǒng)的并聯(lián)結(jié)構(gòu)(a)和解耦后的并聯(lián)結(jié)構(gòu)(b)Fig.1 (a)traditional parallel structure，(b)decoupled parallel structure

2 單周期控制基本原理

單周期控制模式應(yīng)用在PFC中，將輸入電壓的信息包含在電感電流中，只要采樣電感電流而不需要對(duì)輸入電壓進(jìn)行采樣，這種控制方法使得PFC的設(shè)計(jì)更加簡(jiǎn)便.

在開關(guān)周期恒定為T時(shí)，開關(guān)函數(shù)可表示為:

開關(guān)S的輸入量x(t)與輸出量y(t)可表示為:

設(shè)D(t)=Ton/T為占空比，Ton為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間，當(dāng)開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于輸出量y(t)的頻率時(shí)，那么一個(gè)開關(guān)周期T內(nèi)，輸出值可近似不變，則輸出y(t)的平均值可表示為:

從式(3)可知，若控制D，使得即每個(gè)開關(guān)周期中，輸入量x(t)在導(dǎo)通時(shí)間Ton內(nèi)的積分值，與參考量VVEF在該周期T中的積分值相等，則可以實(shí)現(xiàn)每個(gè)開關(guān)周期的輸出量的平均值等于參考量的平均值，也即是單周期控制的核心思想.

如何使電路的輸入電流Iin的工頻波形跟隨全波整流后的輸入電壓Vin波形的同時(shí)，能夠保持輸出電壓Vo的恒定是單級(jí)功率因數(shù)校正的目的.此時(shí)變換器表現(xiàn)為純電阻性，設(shè)其等效電阻為Re，有:

Boost變換器的輸入Vin，輸出Vo，占空比D的關(guān)系式為:

由式(4)，(5)得:

其中，占空比D=Ton/T，RS是輸入電流的等效檢測(cè)電阻.

定義VoRS/Re=Vm控制電壓，則有:

構(gòu)造控制方程組:

企業(yè)或施工項(xiàng)目部應(yīng)將符合“師傅”條件的人員情況向新員工進(jìn)行詳細(xì)介紹，并通過在一起工作生活一定時(shí)間段（可暫定一個(gè)月）進(jìn)行進(jìn)一步了解，讓新員工自主選擇師傅，本著雙方自愿的原則結(jié)對(duì)，并簽訂“以師帶徒協(xié)議書”，明確雙方責(zé)任、學(xué)習(xí)培養(yǎng)內(nèi)容及目標(biāo)。培養(yǎng)期限為一年，培養(yǎng)期滿后企業(yè)通過筆試和面試的方式考核“徒弟”是否學(xué)成出師。在帶徒期間，企業(yè)應(yīng)給“師傅”一定的帶徒補(bǔ)助，以提高其“傳、幫、帶”的積極性和責(zé)任心。

V1(t)和V2(t)的比較即可確定占空比D，可見單周期控制需要一個(gè)核心器件——積分器.

3 IR1150單周期控制基本原理

IR1150是單周期控制芯片，不需要對(duì)電網(wǎng)電壓進(jìn)行取樣，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示，它采用雙環(huán)控制，外環(huán)為電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán).輸出電壓經(jīng)過分壓網(wǎng)絡(luò)采樣接到6腳VFB，也即內(nèi)部電壓放大器的反向輸入端，反饋電壓與參考電壓VREF比較得到控制電壓Vm.Vm一路與3腳電流采樣端經(jīng)過運(yùn)算得到V1(t);另一路經(jīng)過誤差放大器構(gòu)成的帶有復(fù)位開關(guān)的積分器得到三角波V2(t).兩者再經(jīng)過比較器，確定占空比，其輸出經(jīng)過觸發(fā)器得到開關(guān)的控制脈沖和積分器的復(fù)位信號(hào).

圖2 IR1150內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖Fig.2 IR1150 block diagram

設(shè)電感電流比例量為VSNS=RS IS，電流檢測(cè)放大器的增益為Gca，由(8)可知開關(guān)管關(guān)斷的條件為:積分器輸出電壓即:

由Boost輸入輸出的關(guān)系(5)，聯(lián)立(9)得:

可見，在輸出電壓Vo和控制電壓Vm不變時(shí)，電感電流檢測(cè)電壓VSNS與輸入電壓Vin成正比，也是正弦波，按照單周期控制方式，不需要檢測(cè)AC的輸入電壓.

4 基于Matlab的三相PFC Boost主電路和控制器的建模

三相PFC Boost主電路框圖結(jié)構(gòu)如圖3所示.每個(gè)單相APFC的控制模式為單周期控制.

圖3 三相PFC Boost主電路仿真框圖Fig.3 Simulation diagram of three-phase PFC Boostmain circuit

根據(jù) IR1150內(nèi)部積分控制器的原理，基于Matlab SMULINK 建立單周期控制器仿真模型［4，5］，如圖4所示.IR1150采樣電壓與參考電壓比較，兩者的偏差經(jīng)過低通濾波器，PID調(diào)節(jié)器及飽和積分器得到調(diào)制電壓Vm，電流檢測(cè)電阻Rs上的取樣電壓VRs為負(fù)值，與調(diào)制電壓Vm相加得到比較電壓V2，調(diào)制電壓的積分Vint與V2的偏差經(jīng)過記憶器和比較器得到RS觸發(fā)器的復(fù)位信號(hào).觸發(fā)器Q輸出信號(hào)用來驅(qū)動(dòng)MOS管，Q非作為積分器的復(fù)位開關(guān)信號(hào).其中飽和積分器上線限設(shè)置為12V，－12V.濾波器傳遞函數(shù)設(shè)置為

5 仿真結(jié)果分析

仿真結(jié)果如下.圖5顯示三相輸入電流的波形與A相輸入電壓，為了方便顯示，輸入電壓衰減了20倍.圖6為輸出直流電壓波，進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后的直流電壓的平均值為400V.

仿真表明，交流輸入電流良好的跟蹤交流輸入電壓，輸出電壓穩(wěn)定.利用Discrete Active模塊對(duì)A相交流輸入電流進(jìn)行測(cè)量計(jì)算得，交流側(cè)電流THD為 3.18%，功率因數(shù)為 0.9989.

圖4 PFC BOOST單周期控制器仿真模型Fig.4 Single-cycle simulation model of PFC BOOST controller

圖5 三相輸入電流和A相輸入電壓波形Fig.5 Waveform of three-phase input current and A phase input voltage

圖6 輸出電壓波形Fig.6 Output voltage waveform

6 實(shí)驗(yàn)電路波形

根據(jù)上述理論，制作相關(guān)電路.并應(yīng)用于微弧氧化脈沖電源的前級(jí)，元器件的取值與仿真參數(shù)基本相同，各相分立的2個(gè)電感為200μH，輸出濾波電容為3個(gè)470μF的并聯(lián)，輸出380V.

圖7 A相輸入電壓與電流波形Fig.7 A phase input voltage and currentwaveform

A相輸入電壓與輸入電流波形如圖7所示，B相和C相的輸入電壓與輸入電流波形與A相的波形相似.可見各相電流波形能夠準(zhǔn)確地跟隨相應(yīng)輸入電壓的波形，起到功率因數(shù)調(diào)節(jié)的作用.

圖8 A，B相輸入電流波形Fig.8 A，B phase input currentwaveform

A，B相電流如圖8所示.3個(gè)控制器采用同一個(gè)輸出電壓采樣網(wǎng)絡(luò)，通過調(diào)節(jié)IR1150電壓補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，能使得各相輸出外特性比較一致.B，C相電流波形與圖8相似.可見，各相電流值基本接近，有很好的均流效果.圖9為輸出電壓波形，開機(jī)過沖低于400V，穩(wěn)態(tài)輸出在380V左右，起到很好的預(yù)穩(wěn)壓效果.

圖9 輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waveform

7 結(jié)語

本文利用成熟的單相APFC結(jié)構(gòu)并聯(lián)而成一種三相APFC.通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了這種結(jié)構(gòu)的可行性，其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單可靠，將其應(yīng)用在一種微弧氧化脈沖電源的前級(jí)輸入，取得了良好的應(yīng)用效果.

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