(中國(guó)科學(xué)院 微電子研究所，北京 100029)

1 引 言

C頻段低噪聲放大器(LNA)是雷達(dá)、衛(wèi)星通信、電子對(duì)抗、遙測(cè)遙控等電子系統(tǒng)中關(guān)鍵的微波部件，有廣泛的應(yīng)用價(jià)值。在4 GHz以上頻段，CMOS集成電路很難同時(shí)實(shí)現(xiàn)高增益和低噪聲系數(shù)[1，2]，而設(shè)計(jì)開(kāi)發(fā)GaAs或GaN基MMIC芯片成本很高[3]，因此利用市場(chǎng)在售的分立器件設(shè)計(jì)小型化LNA模塊在性能、設(shè)計(jì)周期和設(shè)計(jì)成本上都具有很大的優(yōu)勢(shì)。

市場(chǎng)在售的很多FET管，在C頻段不能保證全頻段穩(wěn)定因子K小于1，因此采用這些FET管設(shè)計(jì)LNA過(guò)程中首先要解決穩(wěn)定性問(wèn)題。增加源極負(fù)反饋電感是一種優(yōu)異的增進(jìn)穩(wěn)定的方法，這種方法的優(yōu)勢(shì)在于在增加穩(wěn)定度的同時(shí)不會(huì)惡化LNA的噪聲系數(shù)。本文基于FET管模型，對(duì)源極負(fù)反饋增加穩(wěn)定度的機(jī)理進(jìn)行了理論推導(dǎo)。

在LNA模塊設(shè)計(jì)中，一般采用微帶線加過(guò)孔的寄生電感作為源極反饋電感，本文定量給出了實(shí)現(xiàn)0.05～1 nH電感所需要的微帶線長(zhǎng)度和寬度，以及實(shí)現(xiàn)0.05～0.2 nH電感所需要的過(guò)孔直徑和長(zhǎng)度。

寬帶的LNA設(shè)計(jì)方法中，文獻(xiàn)[4]和[5]給出了一些設(shè)計(jì)方法，這些設(shè)計(jì)方法大部分都是采用多階濾波器的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)匹配。在C頻段，分立器件電容、電感實(shí)際值與標(biāo)稱值會(huì)有較大的偏差且存在較大的寄生，因此在設(shè)計(jì)LNA模塊時(shí)，分立器件組成的多階濾波器式匹配網(wǎng)絡(luò)頻率偏差常在20%以上。而采用簡(jiǎn)單的級(jí)間匹配時(shí)，理論設(shè)計(jì)與實(shí)際電路之間的偏差比較小。本文提出了一種新的設(shè)計(jì)多級(jí)寬帶LNA的各級(jí)增益多峰值匹配法，這種方法可以把一個(gè)多級(jí)的寬帶LNA設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)化為幾個(gè)帶寬稍窄的單級(jí)LNA。此方法可以大大降低理論設(shè)計(jì)與實(shí)際電路之間的偏差，降低調(diào)試周期和產(chǎn)品成品率，從而降低研發(fā)成本。采用該方法設(shè)計(jì)的LNA性能良好，測(cè)試結(jié)果與設(shè)計(jì)符合很好。

2 LNA設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵理論推導(dǎo)

2.1 源極負(fù)反饋電感對(duì)LNA輸入阻抗的影響

由于LNA的增益很高，設(shè)計(jì)和實(shí)踐中常出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象，因此設(shè)計(jì)中首先要解決LNA的穩(wěn)定性問(wèn)題。FET管未加匹配時(shí)，在C頻段內(nèi)穩(wěn)定因子K不全大于1，因而容易產(chǎn)生自激振蕩。絕大部分情況下，K小于1是由于輸入阻抗實(shí)部為負(fù)。因此，解決LNA不穩(wěn)定的辦法之一就是對(duì)輸入阻抗進(jìn)行補(bǔ)償，使LNA輸入阻抗變成正值。

為實(shí)現(xiàn)低噪聲系數(shù)，F(xiàn)ET管LNA一般采用共源極結(jié)構(gòu)。共源極結(jié)構(gòu)中在源極增加一個(gè)反饋電感Ls，源極電抗值增加jωLs，源極電抗值的增加可以等效為輸入端阻抗值實(shí)部的增加，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入阻抗實(shí)部負(fù)值的補(bǔ)償。

圖1 FET管的經(jīng)典模型Fig.1 Classical model of FET

圖1給出了FET管的經(jīng)典模型[6]以及模型中電容Cgd的等效示意圖。Cgd為FET管柵極與漏極的極間電容，它連接輸入和輸出端，形成反饋。為便于計(jì)算，如圖中兩個(gè)橢圓曲線框中所示，將Cgd近似等效為輸入端和輸出端電容Cgd1和Cgd2兩部分。

Cgd1=(Au+1)Cgd≈AuCgd

(1)

(2)

(3)

圖2 增加源極反饋電感的FET管模型Fig.2 Model of FET with source negative feedback inductance

圖2給出了FET管增加了源極反饋電感Ls后的FET管模型。計(jì)算這種情況下輸入端的阻抗必須考慮負(fù)載ZL的影響，輸入阻抗值可近似為

(5)

2.2 利用微帶線及基板過(guò)孔實(shí)現(xiàn)等效電感

共源極LNA增加源極負(fù)反饋電感，可以增加LNA的穩(wěn)定度，但源極電感過(guò)大則會(huì)造成LNA的增益偏低，因此源極負(fù)反饋所采用的電感值一般較小。然而分立器件電感一般只有1 nH、0.75 nH和0.5 nH,標(biāo)稱值太少，精度也不能保證。因此，在LNA模塊設(shè)計(jì)中，采用微帶線和過(guò)孔的寄生電感來(lái)代替分立器件電感是一種很好的方法，這種方法可以增加電感取值的靈活性和準(zhǔn)確性。本節(jié)以本LNA設(shè)計(jì)中采用的板材為例，定量分析了微帶線和過(guò)孔的寄生電感值的大小，本設(shè)計(jì)中采用介電常數(shù)為2.8的聚四氟乙烯板。

首先，通過(guò)仿真分析不同寬度和長(zhǎng)度的微帶線在4 GHz頻率處的寄生電感值，仿真采用安捷倫公司的RF仿真軟件ADS2008的二維電磁場(chǎng)仿真工具。表1給出了采用厚度為0.8 mm的板材，實(shí)現(xiàn)0.1～1 nH寄生電感所需要的微帶線寬度和長(zhǎng)度的組合值?？梢园l(fā)現(xiàn)，微帶線的寬度越大寄生電感越小，微帶線長(zhǎng)度越大寄生電感越大。

表1 不同寬度和長(zhǎng)度的微帶線的寄生電感值Table 1 Parasitic inductance of the microstrip line with different width and length

其次，LNA模塊設(shè)計(jì)中FET管源極引腳連接到地平面一般都需要過(guò)孔，因此對(duì)不同直徑和長(zhǎng)度的過(guò)孔的寄生電感進(jìn)行了仿真分析。表2給出了4 GHz頻率處，實(shí)現(xiàn)0.05～0.25 nH的寄生電感所需要的過(guò)孔直徑和過(guò)孔長(zhǎng)度的組合值?？梢园l(fā)現(xiàn)，過(guò)孔直徑越大寄生電感值越小，過(guò)孔長(zhǎng)度越大寄生電感值越大。

表2 不同直徑和長(zhǎng)度的過(guò)孔的寄生電感值Table 2 Parasitic inductance of the via of the PCB with different width and length

2.3 多級(jí)寬帶LNA的各級(jí)增益多峰值匹配方法設(shè)計(jì)原理

寬帶LNA設(shè)計(jì)中，一般采用多階濾波器形式的匹配結(jié)構(gòu)來(lái)降低電路的Q值、增大帶寬，但是在LNA模塊匹配設(shè)計(jì)時(shí)，由于分立元件電容、電感的實(shí)際值與標(biāo)稱值偏差較大，所以采用這種結(jié)構(gòu)的LNA理論與實(shí)際測(cè)試結(jié)果的偏差會(huì)達(dá)20%以上。采用簡(jiǎn)單的級(jí)間匹配，理論與實(shí)際電路之間的偏差則會(huì)比較小，但缺點(diǎn)是電路Q值會(huì)變低，單級(jí)帶寬會(huì)減小。

圖3 增益疊加示意圖Fig.3 Schematic diagram of gain superposition

圖3給出了采用各級(jí)多峰值匹配法設(shè)計(jì)三級(jí)LNA時(shí)后兩級(jí)增益示意圖，LNA的工作頻帶為0～1 GHz。

這種方法將寬帶LNA設(shè)計(jì)分解為幾個(gè)帶寬相對(duì)較窄的單級(jí)LNA的設(shè)計(jì)，一方面降低了設(shè)計(jì)的難度；另一方面，極大地降低了理論與實(shí)際測(cè)試之間的偏差，從而極大降低研發(fā)成本。但這種方法會(huì)損失一定的增益，所以較適用于增益設(shè)計(jì)有一定余度的多級(jí)LNA模塊。

3 電路設(shè)計(jì)與仿真

3.1 電路設(shè)計(jì)

本文給出LNA的設(shè)計(jì)目標(biāo)為：工作頻帶為3.8～4.8 GHz，帶內(nèi)增益大于35 dB,帶內(nèi)平坦度小于5 dB,噪聲系數(shù)小于1 dB,輸入、輸出反射系數(shù)小于-10 dB,輸入阻抗與輸出阻抗均為50 Ω,采用3 V電源供電，工作電流小于50 mA。根據(jù)設(shè)計(jì)要求，LNA采用三級(jí)結(jié)構(gòu)，前兩級(jí)采用Avago公司的ATF-551M4，第3級(jí)采用Avago公司的MGA-665P8。為滿足功耗要求，前兩級(jí)直流偏置均設(shè)置為3 V、15 mA，第3級(jí)設(shè)置為3 V、20 mA。

LNA電路圖如圖4所示。輸入端采用π型結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)最小噪聲匹配。級(jí)間匹配分別使第2級(jí)和第3級(jí)FET管的最大增益頻點(diǎn)設(shè)置在4.1 GHz和4.5 GHz處。輸出端采用L型簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)使輸出阻抗匹配到50 Ω。電路中的并聯(lián)電感有匹配作用，還可以阻隔射頻信號(hào)泄漏至電源，因此在每個(gè)電感附近要靠近它安放一個(gè)接地電容以構(gòu)成最短射頻信號(hào)通路。仿真得知前兩級(jí)FET管需要的源極反饋電感均為0.35 nH，第3級(jí)為0.1 nH。根據(jù)表1和表2中給出的寄生電感值，采用寬度為0.6 mm、長(zhǎng)度為0.9 mm的微帶線加2個(gè)并聯(lián)的直徑為0.6 mm、長(zhǎng)度為0.8 mm的過(guò)孔來(lái)實(shí)現(xiàn)0.35 nH的等效電感；采用焊盤(pán)下直接用1個(gè)直徑為0.6 mm、長(zhǎng)度為0.8 mm的過(guò)孔接地來(lái)實(shí)現(xiàn)0.1 nH的等效電感。

圖4 LNA電路RF部分簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Simple structure figure of the RF part of LNA circuit

3.2 電路仿真

仿真采用安捷倫公司的RF仿真軟件ADS2008。為了使仿真更接近實(shí)際情況，必須考慮分立元件和微帶線以及過(guò)孔的寄生效應(yīng)，分立元件電阻、電感、電容均帶有寄生效應(yīng)的器件模型。圖5給出了仿真所采用的帶有寄生效應(yīng)的器件模型，適用于標(biāo)稱值為5～56 Ω的電阻、0.5～2.2 nH的電感、0.2～2.2 pF的電容。微帶線和過(guò)孔均使用經(jīng)ADS的layout進(jìn)行電磁場(chǎng)仿真后的結(jié)果。

圖5 RF仿真中應(yīng)用的電容、電感、電阻模型Fig.5 Model of capacitor, inductor and resistor applied in the RF simulation

LNA各參數(shù)的仿真結(jié)果如圖6所示，圖中分別給出了增益、噪聲系數(shù)、穩(wěn)定因子K、輸入端和輸出端反射系數(shù)S11和S22的仿真結(jié)果。由圖6(a)中的增益曲線發(fā)現(xiàn)，增益曲線在4.1 GHz和4.5 GHz附近有兩個(gè)峰值，與3.1節(jié)中所設(shè)計(jì)的兩個(gè)最大增益頻點(diǎn)基本一致。

4 測(cè)試結(jié)果

圖7為L(zhǎng)NA模塊的實(shí)物照片，三級(jí)放大器面積為3.8 cm×1 cm。采用安捷倫噪聲分析儀(N8975A)測(cè)量LNA的增益和噪聲系數(shù)。圖8給出了測(cè)試結(jié)果，在3.8～4.8 GHz范圍內(nèi)噪聲系數(shù)為0.95～1 dB,增益為36～41 dB(注：噪聲儀的最大增益為40 dB,故增益大于40 dB處顯示為直線。增益大于40 dB處采用頻譜儀掃頻測(cè)量增益值，發(fā)現(xiàn)在4.06 GHz和4.62 GHz處有兩個(gè)峰值，增益分別為40.9 dB和40.5 dB)。采用安捷倫網(wǎng)絡(luò)分析儀(E5230A)測(cè)得輸入、輸出反射系數(shù)在工作頻帶內(nèi)均小于-10 dB。可以發(fā)現(xiàn)，實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果與仿真基本保持一致。

圖7 LNA照片F(xiàn)ig.7 Photo of designed LNA

圖8 噪聲分析儀測(cè)量結(jié)果Fig.8 Test result by noise analyser

5 結(jié) 論

本文給出了LNA設(shè)計(jì)中所需要的關(guān)鍵理論的推導(dǎo)，提出了一種適用于多級(jí)寬帶LNA模塊設(shè)計(jì)的各級(jí)多峰值匹配方法,并根據(jù)文中的理論和新匹配方法設(shè)計(jì)制作了一款LNA，實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致，從而證明了理論推導(dǎo)的正確性和各級(jí)多峰值匹配方法的實(shí)用性。盡可能多的考慮實(shí)際電路中存在的各種寄生效應(yīng)進(jìn)行仿真，采用與實(shí)際情況相符更好的匹配方法，能夠降低理論與實(shí)際電路之間的偏差，降低調(diào)試周期，增加產(chǎn)品成品率，從而降低研發(fā)成本。

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