唐永龍，　劉玉德，　路春英

(1.北京工商大學(xué) 機械工程學(xué)院， 北京　100048； 2.北京京儀椿樹整流器有限責(zé)任公司， 北京　100040)

電源是電化學(xué)行業(yè)的關(guān)鍵設(shè)備，穩(wěn)定而高效的電源直接影響到產(chǎn)品的品質(zhì)，并可以節(jié)省電能，提高能源的利用率，減少對電網(wǎng)的諧波污染.

電鍍加工是電化學(xué)行業(yè)經(jīng)常采用的技術(shù)，其中電源是關(guān)鍵設(shè)備，其性能的優(yōu)劣直接影響到電鍍產(chǎn)品的工藝質(zhì)量，也是電鍍業(yè)節(jié)能增效的決定性因素，且對電網(wǎng)的綠色化有重要影響. 電鍍電源屬于低壓大電流設(shè)備，要求操作簡便、能承受輸入端的突變和輸出端短路及過載的沖擊.

隨著電力電子功率器件的發(fā)展，大功率開關(guān)電源向高頻化、數(shù)字化、綠色化、智能化方向發(fā)展[1]. 傳統(tǒng)功率器件的冷卻方式是加大散熱片強制風(fēng)冷，冷卻效率和工業(yè)現(xiàn)場的環(huán)境適應(yīng)能力受到很大的限制. 傳統(tǒng)的控制電路采用的是模擬電路的形式，由于開關(guān)電源通常工作在高頻狀態(tài)，模擬電路的EMC電磁兼容和EMI電磁干擾問題比較突出. 本文以DSP為主控核心設(shè)計了數(shù)字化大功率開關(guān)電源，設(shè)計功率為20 V/1 500 A，冷卻方式采用現(xiàn)在比較先進的水冷方式，具有高冷卻效率，低成本，高環(huán)境適應(yīng)能力的特點.

1　控制電路的設(shè)計

1.1　TMS320LF2407A

本研究采用TMS320LF2407A為核心進行控制. TI公司TMS320系列DSP的體系結(jié)構(gòu)專為實時信號處理而設(shè)計，該系列DSP控制器將實時處理能力和控制器外設(shè)功能集于一身，為控制系統(tǒng)應(yīng)用提供了一個理想的解決方案[2]. TMS320系列具有指令集豐富、操作靈活、高速運算能力、并行傳輸結(jié)構(gòu)、接口豐富等特性，可以滿足大功率高頻開關(guān)電源的控制要求.

1.2　主控板硬件電路設(shè)計

高頻開關(guān)電源的工作頻率一般都在幾十kHz到兩百多kHz的范圍、在控制電路設(shè)計的過程中必須考慮到EMC和EMI的問題，硬件電路的設(shè)計要盡量減少或避免高頻情況下產(chǎn)生的電磁干擾信號串入到控制信號中. 異常波動的信號可能造成IGBT的驅(qū)動異常、輸出波形的突變，嚴重的情況會燒壞功率管，或在IGBT的輸出存在較高的尖峰. 基于上述原因，為了減少電路的干擾信號、減少電路板的布線密度，本文采用了四層板設(shè)計，將電源層和地線層獨立走線.

運用DSP豐富的端口，將開關(guān)電源的各種故障信號通過傳感器采集到DSP的控制端口，對開關(guān)電源的各種異常情況實現(xiàn)實時控制. 對電源的過溫、欠水壓、空氣濕度、過壓、欠電壓、缺相等異常信號采集到主控芯片的I/O口，以便及時關(guān)斷PWM的輸出. 圖1為本設(shè)計的硬件電路框圖.

圖1　控制系統(tǒng)硬件Fig.1　Block diagram of control system hardware

在硬件電路設(shè)計中，充分考慮到模擬信號與數(shù)字信號的差異和區(qū)別，在設(shè)計過程中，數(shù)字和模擬信號分別做了隔離處理. DSP的最小系統(tǒng)，供電采用的是模擬信號，A/D轉(zhuǎn)換、控制信號輸出均采用光電隔離方式，有效保證控制電路工作的穩(wěn)定性. 利用Tektronix公司的TDS2014B型數(shù)字示波器記錄波形，見圖2，可以得到理想規(guī)整的方波波形.

圖2　控制電路輸出PWM波Fig.2　Control circuit output PWM wave

2　驅(qū)動電路設(shè)計

驅(qū)動電路的設(shè)計采用的芯片為M57962L. M57962L是日本三菱電氣公司為驅(qū)動IGBT而設(shè)計的厚膜集成電路. 其驅(qū)動模塊內(nèi)部裝有2500V高隔離電壓的光電耦合器，過流保護電路和過流保護輸出端子，具有封閉性短路保護功能. M57962L是一種高速驅(qū)動電路，驅(qū)動信號延時tPLH和tPHL最大為1.50 μs. 可以驅(qū)動600 V/400 V級的IGBT模塊.

M57962的工作程序如下:當(dāng)電源接通后，首先自檢，檢測IGBT是否過載或短路. 若過載或短路，IGBT的集電極電位升高，經(jīng)外接二極管流入檢測電路的電流增加，柵極關(guān)斷電路動作，切斷IGBT的柵極驅(qū)動信號，同時在“8”腳輸出低電平“過載/短路”指示信號. lGBT正常時，輸入信號經(jīng)光電耦合接口電路，再經(jīng)驅(qū)動級功率放大后驅(qū)動IGBT.

IGBT驅(qū)動電路的設(shè)計需要全面考慮IGBT的特性，IGBT有一個容性輸入阻抗，因此對柵極電荷積聚很敏感. 故驅(qū)動電路必須可靠，要保證有一條低阻抗的放電回路，同時驅(qū)動電源的內(nèi)阻一定要小，即柵極電容充放電速度要快，以保證VGE(驅(qū)動波形)有較陡的前后沿，使IGBT開關(guān)損耗盡量小. 由于IGBT輸入電容較MOSFET(功率場效應(yīng)管)大，因此IGBT關(guān)斷時，最好加一個負偏電壓，且負偏電壓比MOSFET大，IGBT負偏電壓最好在-5 V～-10 V之內(nèi)；開通時，驅(qū)動電壓最佳值為15 V±10%，15 V的驅(qū)動電壓足夠使IGBT處于充分飽和狀態(tài)，這時通態(tài)壓降也比較低，同時又能有效地限制短路電流值和因此產(chǎn)生的應(yīng)力. 若驅(qū)動電壓低于12 V，則IGBT通態(tài)損耗大，IGBT處于欠壓驅(qū)動狀態(tài)；若驅(qū)動電源高于20 V，則難以實現(xiàn)電流的過流、短路保護，影響IGBT可靠工作. 圖3為IGBT的上下橋臂的互補驅(qū)動波形.

圖3　IGBT上下橋臂的互補驅(qū)動波形Fig.3　　　　Upper and lower arm IGBT bridge complementary waveform

當(dāng)IGBT承受短路電流時，如果能及時將其關(guān)斷，則可以有效保護IGBT. 識別IGBT是否過流的方法之一就是檢測其管壓降VCE的大小. 當(dāng)IGBT在開通時，若VCE過高則發(fā)生短路，須立即關(guān)斷IGBT. 在過流關(guān)斷IGBT時，由于IGBT中電流幅度大，若快速關(guān)斷必將產(chǎn)生過高的di/dt,在IGBT兩端產(chǎn)生很高的尖峰電壓，極易損壞IGBT，故此時應(yīng)該慢速關(guān)斷IGBT. M57962L就是一款滿足以上IGBT驅(qū)動要求的混合IC驅(qū)動芯片，其硬件電路如圖4. 圖5和圖6分別為整流輸出波形和IGBT逆變波形.

圖4　M57962L硬件電路Fig.4　M57962L hardware circuit diagram

圖5　整流輸出波形Fig.5　Rectifier output waveform

圖6　IGBT逆變波形Fig.6　IGBT inverter waveforms

圖7　主電路原理示意Fig.7　Main circuit diagram

3　主電路設(shè)計

電路設(shè)計采用全橋整流，由電感、電容組成無源功率因數(shù)校正，然后將比較平滑的直流經(jīng)DC-DC變換器后，得到所要求的直流輸出. 每一部分的功能如下:

1)輸入整流濾波. 將電網(wǎng)輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓.

2)DC/DC變換器. 是開關(guān)電源的核心部分，其將直流電壓變換成高頻交流電壓，并且起到將輸出部分與輸入電網(wǎng)隔離的作用.

3)輸出整流濾波器. 將變換輸出的高頻交流電壓整流濾波后得到需要的直流電壓，同時還防止高頻噪聲對負載的干擾.

主電路設(shè)計原理如圖7.

3.1　三相整流橋的設(shè)計

三相整流橋輸入電壓的平均值:

Ud=2.34U2=2.34×220=515 V，

式中，Ud為整流輸出電壓，U2為三相線電壓.

(1)

取η=0.94，POmax=UO*IO*1.2=20 V×1 500 A×1.2=36 kW，因此有Id=74.36 A，流經(jīng)整流橋的電流有效值：

(2)

式(1)中，POmax為最大額定輸出功率，UO為額定輸出電壓，IO為額定輸出電流，η為額定效率. 式(2)中，Ut為三相輸入電壓，It為輸入電流平均值，Id為整流橋電流有效值.

考慮到電網(wǎng)電壓波動±10%，整流橋所承受的最大電流和反壓為:

考慮裕量，可選用200 A/1 600 V的整流橋.

3.2　輸入濾波電容

若Cin太小，直流電壓Vin的脈動會比較大，為了得到所要求的輸出電壓，需要較大的占空比調(diào)節(jié)范圍和過高的控制閉環(huán)增益，同時直流電壓的最小值會比較小，造成變壓器原副邊的匝比變小，導(dǎo)致開關(guān)管電流增大，輸出二極管的反壓增加. 若Cin太大，其充電電流脈沖寬度較窄，輸入功率因數(shù)降低，過高的輸入電流使輸入整流管和濾波電容的損耗增加.

對于三相交流輸入，取整流濾波后的直流電壓的波動值Vpp為最低輸入交流電壓峰值的7%～10%，按10%計算，電網(wǎng)電壓波動±15%,取效率η=94%.

(3)

1.414×380×0.85×10%=45.6 V，
Pin=PO/η=30/0.94=31.91 kW.

(4)

式(3)、式(4)中Vin(min)為整流輸出電壓最小值，Pin為滿效率功率輸出.

為了保證直流電壓最小值符合要求，每個周期Cin存儲的能量Win為

(5)

式(5)中，fmin為市電工作頻率.

每個周期輸入電容所提供的能量

(6)

選用兩個800 V/3 300 μF的電容器并聯(lián).

3.3　高頻變壓器的設(shè)計[3]

確定原副邊匝比在輸出電流連續(xù)工作狀態(tài)下輸出電壓最低，設(shè)占空比為0.8，

(7)

式(7)中，Pt為總視在功率(W)，Kf為波形系數(shù)，f為開關(guān)工作頻率(Hz)，Kj為電流密度比例系數(shù)，ΔB為工作磁感應(yīng)強度(T)；αt窗口使用系數(shù).

根據(jù)環(huán)形磁芯的型號，具體參數(shù)如下：AZ=8.75 cm2，AW=3.14×80×80/4=50.24 cm2，AP=50.24×7=439.6 cm4.

原邊匝數(shù)

(8)

式(8)中，VS為變壓器原邊電壓(V)，AZ為磁心的有效面積(m2).

變比：

(9)

式(9)中，Uimin為最小整流輸出電壓的一半，Dmax為最大占空比，Uomax為最大額定輸出電壓，ΔU為肖特基二極管正向壓降.

對全橋：二次匝數(shù)

(10)

式(10)中，ΔB為磁芯工作磁通密度，Ae為磁芯有效面積，U0為變壓器副邊輸出電壓，Ts為開關(guān)周期.

如果取副邊為1匝，則原邊取9匝.

3.4　IGBT的計算

當(dāng)電網(wǎng)電壓最低時，用輸入功率除以直流母線上的電壓，得到直流母線上的電流，除以占空比得到IGBT上流過的電流.

(11)

式(11)中，Vd(min)為整流輸出電壓的最小值.

每個IGBT的最大反壓為：

因此考慮裕量后，選擇兩只1 200 V，電流300 A的IGBT模塊.

4　散熱水路設(shè)計

大功率開關(guān)電源熱設(shè)計是關(guān)系到電源能否穩(wěn)定工作的一個很重要的指標(biāo)，通常的散熱方式有強制風(fēng)冷和循環(huán)水冷兩種方式. 強制風(fēng)冷對環(huán)境的要求比較高，冷卻效率相對較低，本設(shè)計采用循環(huán)水冷的方式，冷卻效果較好，能夠滿足溫控要求.

每個功率單元的整流橋、IGBT模塊都安裝在水冷板上，變壓器的次級采用水冷的方式. 水路的設(shè)計取決于系統(tǒng)中主要發(fā)熱器件的耗散功率的大小.

4.1　IGBT的損耗功率計算

1) IGBT導(dǎo)通損耗

查資料得到：VFIGBT=1.65 V，留出設(shè)計裕量后，有：

(12)

式(12)中，PIGBT表示IGBT熱損功率，VFIGBT為IGBT的管壓降，Vin(min)整流輸出的最小電壓.

2) IGBT的開關(guān)損耗

IGBT的關(guān)斷損耗時間差為0.5 μs,設(shè)IGBT開通關(guān)斷時間相同. 開關(guān)關(guān)斷的過程近似如圖8.

圖8　IGBT關(guān)斷過程Fig.8　IGBT turn-off process

IGBT的開關(guān)損耗計算如下：

(13)

式(13)中，U為額定輸出電壓，I為單管輸出額定電流，T為IGBT關(guān)斷損耗時間，f為額定工作頻率.

4.2　續(xù)流二極管損耗的計算

考慮占空比為0.8，所以有導(dǎo)通損耗

2.0×91×0.8=146 W.

所以，整個逆變橋的損耗

(273+50+146)×2=938 W.

4.3　快恢復(fù)二極管損耗

快恢復(fù)二極管的管壓降可認為1.5 V，因此有快恢復(fù)二極管的總功耗為：750×1.5=1 125 W.

冷卻水用量的計算：每個單元的總功率損耗為：Q=273+938+1 125=2 336 W.

代入公式：Q=C×M×(T1-T2).

(14)

式(14)中，C為熱容，M為流量. 這里，進出水的溫差T1-T2=3 ℃.

根據(jù)以上參數(shù)設(shè)計電源. 圖9為經(jīng)過8小時烤機后，1 500 A/20 V水冷開關(guān)電源的各個發(fā)熱器件的溫升實驗曲線圖，其中輸入電壓：Ui=370 V ；Ii=52 A；占空比為0.76，輸出U0=19.52 V，I0=1 512 A.

在14.5 ℃的室溫條件下，通過8小時的溫升實驗得到的實驗數(shù)據(jù)可以看到，高頻變壓器的初級溫度相對較高，基本維持在70～80 ℃，考慮熱裕量在設(shè)計時選擇絕緣等級較高的漆包線，正常工作溫度可以達到115 ℃，主功率單元的溫度都完全控制在節(jié)溫以下的一個較大的溫差范圍內(nèi). 主功率單元安裝熱敏電阻傳感器進行溫度實時檢測. 各項溫度指標(biāo)控制的很好，在功率管正常工作的溫度可控范圍內(nèi).

5　結(jié)　論

采用移相全橋軟開關(guān)控制方式設(shè)計的30 kW開關(guān)電源，穩(wěn)流、穩(wěn)壓精度≤1%、紋波系數(shù)<1%(加濾波環(huán)節(jié))，滿載功率因數(shù)>0.93，能完全滿足工業(yè)現(xiàn)場需求. 恒壓或恒流可用開關(guān)實現(xiàn)無擾切換，輸出電流具有零啟動功能，并連續(xù)平滑調(diào)節(jié)至額定電流. 基于現(xiàn)有的實驗結(jié)果可以延伸并機實現(xiàn)向更大功率方向發(fā)展.

圖9　8小時烤機后各個發(fā)熱器件的溫升實驗曲線Fig.9　8 h after roasting oven temperature rise of various heating devices experimental curve