魯 挺 趙爭(zhēng)鳴 張穎超 袁立強(qiáng)

（1. 清華大學(xué)電機(jī)系電力系統(tǒng)及發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 北京 100084 2. 重慶通信學(xué)院電力工程系 重慶 400035）

1 引言

電力電子裝置的主電路由線路、電阻、電感和電容等無(wú)源器件和功率半導(dǎo)體等有源器件構(gòu)成。電力電子裝置中的電磁能量變換與傳輸以它們作為載體，在實(shí)現(xiàn)電磁能量變換的同時(shí)，其蘊(yùn)含的能量特征（電量波形和特征參數(shù)等）也實(shí)時(shí)反映著系統(tǒng)的狀態(tài)[1]。對(duì)于具有閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)的電力電子裝置，其數(shù)字控制系統(tǒng)需要提取部分模擬量的特征參數(shù)，經(jīng)過傳感器、信號(hào)調(diào)理、模數(shù)（A/D）轉(zhuǎn)換等采樣環(huán)節(jié)的處理和傳播，最終轉(zhuǎn)化成適合數(shù)字控制芯片和離散控制方法的數(shù)字量并反饋到控制算法中，參與控制策略的實(shí)施。隨著控制芯片速度和精度的不斷提高，采樣速度和精度有時(shí)會(huì)成為限制控制性能的瓶頸。

各類物理量在采樣環(huán)節(jié)中傳輸和轉(zhuǎn)換時(shí)會(huì)產(chǎn)生延遲和畸變，造成反饋數(shù)字量的時(shí)間滯后和信息失真，這將直接影響控制系統(tǒng)對(duì)裝置運(yùn)行狀態(tài)的觀測(cè)和控制策略的實(shí)施，最終使控制性能惡化。在大容量電力電子裝置中，由于裝置體積增大以及絕緣和抗電磁干擾等要求的提高，有時(shí)必須將通信電路引入采樣環(huán)節(jié)中，而通信造成的延遲和誤差將使上述問題更加突出[2]。

本文針對(duì)采用直接功率控制策略的中點(diǎn)鉗位三電平PWM整流器，研究了采樣延遲和誤差對(duì)控制性能的影響，提出了抑制采樣延遲和誤差的方法。

2 三電平PWM整流器直接功率控制

在多種 PWM整流控制方法中，直接功率控制（DPC）由于其出色的動(dòng)態(tài)性能而被廣泛地研究和應(yīng)用[3-4]。三電平PWM整流器的直接功率控制原理框圖如圖 1所示[5]。開關(guān)表根據(jù)有功、無(wú)功功率指令值和實(shí)際值的比較結(jié)果，以及電網(wǎng)電壓矢量所在的空間位置，選擇合適的矢量控制有功和無(wú)功功率。

DPC策略中有功和無(wú)功功率的計(jì)算公式為[6]

式中 p, q——整流器從電網(wǎng)吸收的有功和無(wú)功功率；

eα, eβ——α-β坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電壓；iα, iβ——α-β坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電流。

圖1 三電平直接功率控制原理框圖Fig.1 Block scheme of DPC for three-level PWM rectifier

3 采樣延遲和誤差對(duì)控制性能的影響

采用上述DPC控制方法進(jìn)行實(shí)驗(yàn)時(shí)，發(fā)現(xiàn)系統(tǒng)的性能并不令人滿意，實(shí)測(cè)功率因數(shù)僅在 0.993左右，電網(wǎng)電流正弦度差，總諧波畸變率（THD）高于6%，如圖2所示。

圖2 電網(wǎng)電流穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形及其頻譜Fig.2 Experimental waveform of power source current and its spectrum in steady-state

進(jìn)一步實(shí)驗(yàn)觀察發(fā)現(xiàn)，實(shí)際的電壓、電流模擬量與控制系統(tǒng)采樣得到的數(shù)字反饋量之間存在較大的延遲和畸變。圖3所示為電網(wǎng)A相電流實(shí)際值iA和采樣值iA_sample的對(duì)比實(shí)驗(yàn)波形。其中，采樣值波形是將數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）中的數(shù)字反饋信號(hào)經(jīng)數(shù)模（DA）芯片實(shí)時(shí)地轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)再經(jīng)測(cè)量得到的。即使考慮DA芯片的最大轉(zhuǎn)換時(shí)間10μs，電流采樣值相對(duì)實(shí)際值仍存在100μs以上的延遲；實(shí)際電流和采樣值不同時(shí)過零，說(shuō)明采樣環(huán)節(jié)存在直流偏置；除此之外，實(shí)際電流波形中的高頻有用信號(hào)在采樣環(huán)節(jié)中被濾除，產(chǎn)生了采樣誤差。

圖3 電流實(shí)際值和采樣值實(shí)驗(yàn)波形Fig.3 Experimental waveforms of actual power source current and its sampling value

3.1 采樣延遲的影響

電網(wǎng)電壓、電流采樣值相對(duì)實(shí)際值產(chǎn)生了采樣延遲，DPC控制系統(tǒng)通過式（1）計(jì)算出的有功功率和無(wú)功功率采樣值 psample和 qsample也隨之產(chǎn)生延遲。帶有延遲的功率采樣值在滯環(huán)控制器中與指令值比較時(shí)，會(huì)對(duì)控制脈沖產(chǎn)生影響。以無(wú)功功率為例，如圖4所示，t1時(shí)刻實(shí)際的無(wú)功功率q剛剛過0變負(fù)，理想情況下需要對(duì)整流器施加控制脈沖使q增加，但是由于采樣延遲的存在，在延遲時(shí)間Tdelay內(nèi)，qsample仍為正，經(jīng)過滯環(huán)控制器和開關(guān)表得到的控制脈沖繼續(xù)使q減小，使無(wú)功功率相對(duì)其指令值的誤差繼續(xù)增大，直到qsample過0變負(fù)時(shí)刻t2為止。在穩(wěn)態(tài)過程中，這種采樣延遲引起的控制脈沖滯后使功率實(shí)際值在其指令值兩側(cè)產(chǎn)生較大波動(dòng)，導(dǎo)致電流諧波增加和功率因數(shù)下降；在動(dòng)態(tài)過程中，采樣延遲引起的控制脈沖滯后使實(shí)際功率跟蹤指令值的速度即動(dòng)態(tài)響應(yīng)減慢，使動(dòng)態(tài)性能惡化。

圖4 無(wú)功功率實(shí)際值和采樣值實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 Experimental waveforms of actual reactive power and its sampling value

3.2 采樣誤差的影響

3.2.1 直流偏置的影響

假設(shè)在穩(wěn)態(tài)時(shí)，A相電流采樣存在直流偏置

式中 iA_sample——A相電流采樣值；

iA——A相電流實(shí)際值；iA_err——A相電流采樣直流偏置誤差。變換到α-β坐標(biāo)系下，得

式中 iα_sample, iβ_sample——α-β坐標(biāo)系下電流采樣值；iα, iβ——α-β坐標(biāo)系下電流實(shí)際值。假設(shè)電網(wǎng)電壓對(duì)稱正弦，即

式中 eα_sample, eβ_sample——α-β坐標(biāo)系下電壓采樣值；eα, eβ——α-β坐標(biāo)系下電壓實(shí)際值；

E——電網(wǎng)相電壓有效值；

ω ——電網(wǎng)相電壓角頻率；

φe——電網(wǎng)A相電壓初相角。

將式（3）和式（4）代入式（1），得

式中 psample, qsample——整流器有功和無(wú)功功率采樣值；

p, q——整流器有功和無(wú)功功率實(shí)際值。

可以看出，由于采樣直流偏置誤差的存在，控制系統(tǒng)功率采樣值在真實(shí)值的基礎(chǔ)上疊加了以電網(wǎng)電壓基波頻率振蕩的功率誤差?？刂破靼l(fā)出的控制脈沖對(duì)功率的調(diào)節(jié)力度也隨之呈周期性變化，使實(shí)際功率也產(chǎn)生以電壓基波頻率振蕩的功率誤差，繼而使直流母線電壓產(chǎn)生同頻率振蕩的電壓誤差。一相電流 5%的直流偏置采樣誤差產(chǎn)生的有功、無(wú)功功率和母線電壓波動(dòng)誤差的仿真波形如圖5所示，其中0.3s時(shí)整流器的負(fù)載功率發(fā)生了階躍突變?？梢钥闯霾蓸诱`差對(duì)動(dòng)態(tài)性能的影響不大，而且功率和直流母線電壓上的波動(dòng)與整流器的負(fù)載功率和輸入功率無(wú)關(guān)，只由直流偏置采樣誤差和電網(wǎng)電壓決定。

圖5 電流采樣存在直流偏置誤差時(shí)有功功率、無(wú)功功率和直流母線電壓仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of active power, reactive power and dc voltage while there is offset error in sampling

設(shè)穩(wěn)態(tài)時(shí)從網(wǎng)側(cè)吸收的功率可表示為

式中 p0, q0——有功和無(wú)功功率中的直流成分；

p1, q1——有功和無(wú)功功率中波動(dòng)成分的幅值；

φp1, φq1——有功和無(wú)功功率波動(dòng)成分的初相角。

由式（1）、式（4）和式（6）可得到α-β坐標(biāo)系下電網(wǎng)電流的表達(dá)式，繼而推導(dǎo)出abc坐標(biāo)系下電網(wǎng)電流表達(dá)式如式（7）所示。

可以看出，直流偏置采樣誤差不但使電網(wǎng)電流產(chǎn)生直流分量，還在電流上疊加了2次諧波。電流直流分量和2次諧波隨著采樣誤差的增加而增大。圖6所示仿真結(jié)果驗(yàn)證了上述理論分析的正確性。

圖6 電流采樣存在直流偏置誤差時(shí)仿真波形及頻譜Fig.6 Simulation waveforms and spectrum of power source current while there is offset error in sampling

3.2.2 幅值誤差的影響

假設(shè)在穩(wěn)態(tài)時(shí)，A相電流采樣存在幅值誤差

式中 kA_err——A相電流采樣幅值誤差系數(shù)。則在α-β坐標(biāo)系下

代入式（1）可得

穩(wěn)態(tài)電流中主要成分是和電網(wǎng)電壓同相位的基波分量，故可認(rèn)為

式中 I——A相電流基波有效值。

代入式（10）得到

由于采樣偏置誤差的存在，控制系統(tǒng)由采樣值計(jì)算出的有功和無(wú)功功率在真實(shí)值的基礎(chǔ)上疊加了以2倍電壓基波頻率振蕩的功率誤差。因此實(shí)際功率和母線電壓也產(chǎn)生以2倍基波頻率的波動(dòng)。

設(shè)穩(wěn)態(tài)時(shí)從網(wǎng)側(cè)吸收的功率可表示為

式中 p2，q2——功率二倍頻波動(dòng)成分的幅值；

φp2，φq2——功率二倍頻波動(dòng)成分的初相角。

經(jīng)過類似的推導(dǎo)過程，可以得到

可見，采樣幅值誤差使電網(wǎng)電流產(chǎn)生基波和 3次諧波誤差。

以上分析可擴(kuò)展至采樣誤差是任意n次諧波的情況，此時(shí)有功、無(wú)功功率和直流母線電壓存在n+1次網(wǎng)側(cè)電壓頻率的波動(dòng)，最終造成電網(wǎng)電流存在 n次和n+2次諧波。應(yīng)用疊加原理，可以推導(dǎo)出當(dāng)電網(wǎng)電壓或電流采樣同時(shí)存在直流偏置和幅值誤差時(shí)，會(huì)使電網(wǎng)電流同時(shí)產(chǎn)生直流偏置和 2次、3次諧波，這也就是圖2中幅值較大的2次、3次諧波產(chǎn)生的主要原因。

4 采樣延遲和誤差的抑制方法

4.1 硬件方面

目的是減小采樣環(huán)節(jié)中AD轉(zhuǎn)換之前的傳感器和模擬量調(diào)理電路產(chǎn)生的轉(zhuǎn)換和傳輸延遲，提高硬件電路的傳輸帶寬。

4.1.1 傳感器選型

根據(jù)采樣功率模擬量的特點(diǎn)選擇具有合適量程和帶寬的傳感器。以電流傳感器為例，從圖3可以看出，為了達(dá)到較好的控制性能，需要提取的不僅是電網(wǎng)電流的基波分量信息，還包括其高頻分量信息，所以選用的傳感器除了要具有合適的量程之外，還要具有足夠高的頻帶寬度。原則上，電流傳感器的帶寬不應(yīng)低于控制系統(tǒng)的采樣頻率。本文中PWM整流器的采樣頻率為 60kHz，因此選用了 150kHz帶寬的電流傳感器。

4.1.2 模擬量調(diào)理電路優(yōu)化

通過電路分析結(jié)合實(shí)驗(yàn)，對(duì)模擬量調(diào)理電路的參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化。模擬量調(diào)理電路的主要功能是將傳感器的輸出轉(zhuǎn)換成適合于AD模塊輸入的模擬量[7]，調(diào)理電路中設(shè)置了一些低通濾波環(huán)節(jié)，目的是濾除噪聲信號(hào)，提高采樣電路抗干擾能力。理論上，低通濾波的通帶截止頻率越低，濾除的噪聲成分越多。但是，過低的截止頻率也可能使頻率較高的有用信號(hào)產(chǎn)生衰減和延遲。與傳感器的帶寬選擇原則類似，各低通濾波環(huán)節(jié)的截止頻率設(shè)置一般要高于系統(tǒng)采樣頻率。具體的與濾波環(huán)節(jié)相關(guān)的調(diào)理電路參數(shù)要結(jié)合實(shí)驗(yàn)效果來(lái)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)置，目標(biāo)是在濾除噪聲和保留高頻有用信號(hào)之間達(dá)到較好的折中。

本文采用的模擬量調(diào)理電路如圖7所示。通過電路分析可知，調(diào)理電路中存在兩個(gè)一階有源低通濾波環(huán)節(jié)和一個(gè)一階無(wú)源低通濾波環(huán)節(jié)，它們的截止頻率分別為1.59kHz、15.9kHz和3.12MHz。這三個(gè)低通濾波環(huán)節(jié)在電路中是串聯(lián)關(guān)系。為了保留采樣信號(hào)中的高頻有用成分，應(yīng)提高兩個(gè)通帶較窄的低通濾波環(huán)節(jié)的截止頻率。由于與截止頻率有關(guān)的電阻阻值同時(shí)決定著信號(hào)調(diào)理的轉(zhuǎn)換系數(shù)，所以對(duì)調(diào)理電路的優(yōu)化主要著重于調(diào)整濾波電容。結(jié)合實(shí)驗(yàn)效果對(duì)優(yōu)化方案進(jìn)行調(diào)整，最終確定具體的優(yōu)化方案如圖7中標(biāo)注所示。優(yōu)化后，兩個(gè)有源低通濾波環(huán)節(jié)的截止頻率分別提高到66.3kHz和79.6kHz。

圖7 調(diào)理電路及其具體優(yōu)化方案Fig.7 Conditioning circuit and its optimization method

4.2 軟件方面

主要包括AD轉(zhuǎn)換的軟件配置和流程、控制芯片中數(shù)字量調(diào)理的優(yōu)化以及采樣時(shí)刻的合理選擇。

4.2.1 AD轉(zhuǎn)換模塊參數(shù)配置

理論上，AD轉(zhuǎn)換時(shí)鐘頻率越低，采樣窗口越寬，AD轉(zhuǎn)換的抗干擾能力越強(qiáng)，轉(zhuǎn)換結(jié)果越精確[8]。但是，對(duì)于采樣頻率較高的DPC方法，每個(gè)采樣周期時(shí)間很有限，低時(shí)鐘頻率或?qū)挷蓸哟翱跁?huì)使整個(gè)AD轉(zhuǎn)換時(shí)間增長(zhǎng)，如果 AD轉(zhuǎn)換總時(shí)間和每周期控制策略執(zhí)行時(shí)間的總和超過采樣周期時(shí)間，則會(huì)影響控制策略的正常實(shí)施，造成控制性能的急劇惡化。因此需要合理配置AD轉(zhuǎn)換模塊的參數(shù)，在保證AD轉(zhuǎn)換和算法執(zhí)行總時(shí)間不超過采樣周期的前提下，使AD轉(zhuǎn)換盡量獲得較寬的采樣窗口。

本文中DPC算法的采樣頻率為60kHz，即每個(gè)采樣周期為16.7μs。經(jīng)實(shí)測(cè)，每周期DPC算法的執(zhí)行時(shí)間為15μs左右?？紤]到算法執(zhí)行時(shí)間的波動(dòng)，每個(gè)采樣周期中AD轉(zhuǎn)換的總時(shí)間應(yīng)控制在1μs以內(nèi)。因此，將 ADC時(shí)鐘配置為 37.5MHz，采樣窗口寬度配置為5個(gè)ADC時(shí)鐘周期，完成6個(gè)通道的轉(zhuǎn)換共需0.96μs。這樣，在滿足程序執(zhí)行實(shí)時(shí)性要求的情況下，實(shí)現(xiàn)了采樣窗口寬度的最大化。

4.2.2 AD轉(zhuǎn)換程序流程優(yōu)化

實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)，原AD轉(zhuǎn)換程序流程對(duì)轉(zhuǎn)換結(jié)束的判斷并不可靠。程序流程可能在本采樣周期 AD轉(zhuǎn)換沒有結(jié)束時(shí)讀取轉(zhuǎn)換結(jié)果，而此時(shí)AD轉(zhuǎn)換結(jié)果寄存器中的數(shù)據(jù)仍是上個(gè)采樣周期的轉(zhuǎn)換結(jié)果，因此會(huì)在AD轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)產(chǎn)生一個(gè)采樣周期的采樣延遲。為了抑制這種AD軟件不合理產(chǎn)生的采樣延遲，針對(duì)本文 PWM整流器中使用的 TMS320F2812的AD轉(zhuǎn)換模塊[9]，優(yōu)化其程序流程如圖8所示。

圖8 優(yōu)化的AD轉(zhuǎn)換程序流程Fig.8 Optimized flow chart for AD conversion

4.2.3 采樣誤差的軟件修正

這部分在數(shù)字量調(diào)理軟件中完成。數(shù)字量調(diào)理是采樣過程的最后一個(gè)環(huán)節(jié)，在此環(huán)節(jié)中要對(duì)采樣量在前面各環(huán)節(jié)中積累的畸變進(jìn)行校正，盡量減小輸入到控制算法中反饋量的直流偏置和幅值誤差。

理想情況下，被測(cè)模擬量x和經(jīng)傳感器、調(diào)理電路和AD轉(zhuǎn)換后得到的數(shù)字量y之間的關(guān)系是[10]

式中，a為傳感器增益、模擬量調(diào)理電路增益和AD轉(zhuǎn)換增益的乘積，即a=ksensor×kcircuit×4095/3。對(duì)于直流量采樣，b=0；對(duì)于交流量采樣，b=2048。

實(shí)際系統(tǒng)中，由于采樣電路參數(shù)及AD轉(zhuǎn)換的非理想性和非對(duì)稱性，式（15）并不嚴(yán)格成立。為了在數(shù)字量調(diào)理中，由AD轉(zhuǎn)換得到的數(shù)字量較精確地計(jì)算出被測(cè)模擬量，必須對(duì)式（15）進(jìn)行修正。

首先，在采樣環(huán)節(jié)的前端，即傳感器的輸入側(cè)施加一組校正模擬量，用精度較高的電壓表、電流表或示波器等測(cè)出控制算法所需要的特征參數(shù)值（電壓、電流、頻率等），并在AD轉(zhuǎn)換的輸出處記錄這組校正模擬量對(duì)應(yīng)的數(shù)字量。值得注意的是，對(duì)于交流量采樣通道，修正時(shí)施加的校正模擬量應(yīng)盡量平均分布在系統(tǒng)實(shí)際工作范圍內(nèi)；而對(duì)于直流量采樣通道，校正模擬量應(yīng)集中在此直流量額定工作點(diǎn)附近。

然后，根據(jù)實(shí)測(cè)校正模擬量和采樣得到的校正數(shù)字量，用最小二乘法擬合[11]

得到修正比例系數(shù)a′和修正偏置系數(shù)b′。

最后，將這組修正系數(shù)作為數(shù)字量調(diào)理軟件的計(jì)算參數(shù)。在每個(gè)采樣周期 AD轉(zhuǎn)換結(jié)束后，AD轉(zhuǎn)換結(jié)果和式（16），計(jì)算出修正了直流偏置和幅值誤差的被采樣模擬量的特征參數(shù)，從而得到反饋數(shù)字量，并反饋到控制算法中。

4.2.4 采樣時(shí)刻的選擇

在滿足算法執(zhí)行時(shí)間的前提下，盡量使采樣時(shí)刻遠(yuǎn)離開關(guān)動(dòng)作時(shí)刻，以減小開關(guān)動(dòng)作對(duì)采樣的干擾。本文三電平 PWM整流器的開關(guān)動(dòng)作時(shí)刻靠近采樣周期的結(jié)束時(shí)刻，所以控制系統(tǒng)選擇在每個(gè)采樣周期的中間時(shí)刻進(jìn)行采樣和AD轉(zhuǎn)換。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

對(duì)本文三電平 PWM整流器采樣環(huán)節(jié)進(jìn)行了上述改進(jìn)之后，實(shí)驗(yàn)得到電網(wǎng)電流實(shí)際值iA和采樣值iA_sample波形如圖9所示。通過波形可測(cè)出采樣值相對(duì)實(shí)際值的延遲時(shí)間在13μs左右，這其中還包括了DA芯片的轉(zhuǎn)換時(shí)間。因此，采樣環(huán)節(jié)的延遲時(shí)間被可靠控制在一個(gè)采樣周期（16.7μs）以內(nèi)；實(shí)際電流和采樣值過零點(diǎn)基本同步，說(shuō)明采樣環(huán)節(jié)的直流偏置很小，通過實(shí)驗(yàn)波形數(shù)據(jù)計(jì)算得出，改進(jìn)后采樣環(huán)節(jié)的相對(duì)直流偏置誤差和幅值誤差分別在1.5%和 1%以下；相對(duì)改進(jìn)采樣環(huán)節(jié)之前的實(shí)驗(yàn)波形，改進(jìn)后采樣值和實(shí)際值的波形相似程度大大提高，說(shuō)明實(shí)際模擬量中的高頻有用成分在經(jīng)過采樣環(huán)節(jié)后基本沒有衰減，采樣環(huán)節(jié)的傳輸帶寬基本滿足了DPC算法的要求；同時(shí)，由于采樣延遲和誤差的減小，DPC算法對(duì)電網(wǎng)電流的控制更加及時(shí)和迅速，電流波形上高頻波動(dòng)的幅值明顯減小。

圖9 采樣環(huán)節(jié)改進(jìn)后電流實(shí)際值和采樣值實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of actual power source current and its sampling value after the optimization

改進(jìn)采樣環(huán)節(jié)后的電網(wǎng)電流iA實(shí)驗(yàn)波形及其頻譜如圖10所示，在有效抑制了采樣延遲、直流偏置誤差和幅值誤差之后，電網(wǎng)電流波形大幅度改善，主要由采樣誤差引起的 2次、3次諧波含量分別從改進(jìn)前的4.5%和2.9%降低到1.8%和0.4%，其他高次諧波幅值也不同程度地有所下降，改進(jìn)后電流THD約為2.91%，比改進(jìn)前降低了一半以上。同時(shí)用數(shù)字功率儀測(cè)出，改進(jìn)后整流器的功率因數(shù)上升到0.998以上。

圖10 采樣環(huán)節(jié)改進(jìn)后電網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形及其頻譜Fig.10 Experimental waveforms of power source current and its spectrum after the optimization

圖11所示為采樣環(huán)節(jié)改進(jìn)后的電網(wǎng)電壓 eA、電網(wǎng)電流iA、直流母線電壓Vdc和中點(diǎn)電壓VNP的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形?？梢钥闯觯娋W(wǎng)電流正弦度高，且與電網(wǎng)電壓同相位。直流母線電壓穩(wěn)定，沒有出現(xiàn)采樣誤差引起的二倍頻或三倍頻的波動(dòng)分量。中點(diǎn)電位始終處于平衡狀態(tài)。

圖11 采樣環(huán)節(jié)改進(jìn)后穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms after optimization

6 結(jié)論

本文利用理論推導(dǎo)、仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)合的手段，分析了采樣延遲和誤差對(duì)三電平 PWM整流器直接功率控制性能的影響和根本原因，從硬件和軟件兩方面提出了對(duì)控制延遲和誤差進(jìn)行抑制和校正的方法，系統(tǒng)地解決了原采樣環(huán)節(jié)延遲時(shí)間長(zhǎng)、傳輸帶寬低、直流偏置和幅值畸變嚴(yán)重等問題。改進(jìn)了采樣環(huán)節(jié)之后，電網(wǎng)電流諧波、功率紋波和直流母線電壓紋波顯著減小，三電平 PWM整流器的直接功率控制性能得到了提高。

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