李 錦 黨恩帥 范雨順 董航飛 劉進(jìn)軍

一種碳化硅與硅器件混合型三電平有源中點(diǎn)鉗位零電壓轉(zhuǎn)換軟開關(guān)變流器

李 錦1黨恩帥1范雨順1董航飛2劉進(jìn)軍3

（1. 上海電力大學(xué)電氣工程學(xué)院 上海 200090 2. 江蘇中天科技股份有限公司 南通 226463 3. 西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 西安 710049）

該文提出一種碳化硅與硅（SiC&Si）器件混合型三電平有源中點(diǎn)鉗位零電壓轉(zhuǎn)換（3L-ANPC ZVT）變流器拓?fù)?。該拓?fù)渲忻肯嘀麟娐凡捎脙蓚€(gè)SiC MOSFET器件工作在高頻，其余主電路開關(guān)為Si器件工作在低頻，通過輔助電路使得SiC器件工作在ZVT軟開關(guān)條件下，進(jìn)一步降低SiC MOSFET高頻開關(guān)損耗和開關(guān)應(yīng)力。拓?fù)渲休o助電路開關(guān)采用Si器件且僅在主器件換相過程工作，具有額定電流小且無開關(guān)損耗的特點(diǎn)。該文首先介紹該軟開關(guān)變流器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，并給出輔助電路參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)過程。然后基于雙脈沖測(cè)試數(shù)據(jù)對(duì)變流器進(jìn)行損耗建模，分析對(duì)比不同開關(guān)頻率下硬開關(guān)和軟開關(guān)有源中點(diǎn)鉗位三電平變流器的損耗分布和效率變化，揭示所提出的軟開關(guān)變流器拓?fù)湓诟唛_關(guān)頻率下可以有效改善變流器的效率。最后通過搭建的單相變流器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證上述分析結(jié)論的正確性。

損耗建模 逆變器 軟開關(guān) 零電壓轉(zhuǎn)換 多電平變流器

0 引言

在風(fēng)能、太陽能等新能源發(fā)電系統(tǒng)以及電氣化交通系統(tǒng)中，大功率DC-AC變流器是系統(tǒng)能量變換的核心裝置。三電平有源中點(diǎn)鉗位（Three-Level Active-Neutral-Point-Clamped, 3L-ANPC）變流器因其損耗均衡、效率高、可四象限運(yùn)行、輸出諧波小的特點(diǎn)成為了這些系統(tǒng)中常見的DC-AC變流器拓?fù)鋄1-4]。

隨著系統(tǒng)功率密度進(jìn)一步提升，高頻化是重要趨勢(shì)。如高速電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中為了減小系統(tǒng)體積其基波頻率可達(dá)數(shù)kHz，對(duì)應(yīng)變流器的開關(guān)頻率至少為基波頻率的10倍以上[5-6]。文獻(xiàn)[7]中高速永磁同步電機(jī)的基波頻率為4 kHz，其變流器開關(guān)頻率需達(dá)到100 kHz以進(jìn)行良好的正弦調(diào)制。同時(shí)，提高開關(guān)頻率還可以減少紋波電流帶來的電機(jī)損耗[8]。SiC寬帶隙半導(dǎo)體器件與Si器件相比具有損耗低、結(jié)溫高的特點(diǎn)，可以有效提升變流器的開關(guān)頻率，已成為近期學(xué)界研究的熱點(diǎn)[9-10]。開關(guān)頻率的提高可以有效減小無源器件的體積[11]，文獻(xiàn)[12]通過使用SiC器件提高了變流器的開關(guān)頻率，當(dāng)開關(guān)頻率從50 kHz增加到100 kHz時(shí)，無源器件的體積從1.86 L降低到了1.1 L，減少了40.9%。但是SiC器件的成本仍是Si器件的幾倍，如在大電流范圍內(nèi)，SiC MOSFET的價(jià)格是Si IGBT的6～8倍，是Si MOSFET的2倍[13]。為了實(shí)現(xiàn)成本和性能的平衡，業(yè)界提出了SiC與Si器件混合型3L-ANPC變流器[14]。文獻(xiàn)[15]分析了不同類型的SiC MOSFET與Si IGBT混合型3L-ANPC變流器拓?fù)?，其中?nèi)側(cè)開關(guān)器件使用兩個(gè)SiC MOSFET器件工作在高頻，其余開關(guān)器件為Si器件工作在工頻的兩個(gè)SiC MOSFET器件混合型3L-ANPC變流器拓?fù)溆懈鼉?yōu)的性價(jià)比。

然而SiC MOSFET的開關(guān)速度是Si IGBT的10倍，其開關(guān)過程的d/d和d/d會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的開關(guān)過電壓和電磁干擾[16-19]。雖然SiC器件可以有效降低開關(guān)損耗，但仍存在一定開關(guān)損耗，當(dāng)開關(guān)頻率增加到百千Hz時(shí)，SiC器件的硬開關(guān)損耗也很高，這限制了變流器開關(guān)頻率的進(jìn)一步提高[20]。軟開關(guān)技術(shù)可以有效降低開關(guān)器件的電壓電流應(yīng)力、開關(guān)損耗和電磁干擾，有望進(jìn)一步提升SiC變流器的開關(guān)頻率[21-23]。文獻(xiàn)[24-25]在兩電平逆變器和Ｔ型三電平逆變器中實(shí)現(xiàn)了零電壓轉(zhuǎn)換（Zero-Voltage Transition, ZVT）軟開關(guān)，但上述兩種拓?fù)洳⒉贿m用于中高電壓場(chǎng)合。文獻(xiàn)[26]提出了一種復(fù)合有源鉗位軟開關(guān)變流器，該拓?fù)洳捎每臻g矢量調(diào)制方式，但是其存在兩次諧振過程，且在諧振過程中主開關(guān)器件需要有直通脈沖，增加了關(guān)斷損耗。文獻(xiàn)[27]提出了一種應(yīng)用在3L-ANPC拓?fù)渖系牧汶娏鬓D(zhuǎn)換（Zero-Current Transition, ZCT）軟開關(guān)技術(shù)，只需一組串聯(lián)的LC諧振回路，其提出的軟開關(guān)拓?fù)淇梢酝ㄟ^降低關(guān)斷損耗來提高系統(tǒng)的效率，但是該技術(shù)針對(duì)關(guān)斷損耗大的IGBT有較大優(yōu)勢(shì)，對(duì)于使用SiC MOSFET等多數(shù)載流子器件，其開通時(shí)的能量損失較大，因此效果不明顯。文獻(xiàn)[28]提出了一種適用于并聯(lián)器件的零電壓軟件開關(guān)（Zero-Voltage Switching, ZVS）拓?fù)?，可以通過軟開關(guān)提升并聯(lián)器件在輕載下的效率，但是其軟開關(guān)方案在大電流下導(dǎo)通損耗較大，效率低于硬開關(guān)，且軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)的控制策略較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[29]將SiC器件與軟開關(guān)技術(shù)結(jié)合，極大地提高了3L-ANPC變流器開關(guān)頻率和效率，但是其軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)是依賴在負(fù)載側(cè)增加輔助電路，影響變流器輸出，且其使用的SiC器件為TO-247封裝，只在1 kW輸出功率下進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

本文提出了一種SiC與Si器件混合型3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器，在兩SiC MOSFET器件混合型3L-ANPC拓?fù)浠A(chǔ)上，通過增加輔助電路，實(shí)現(xiàn)了主電路SiC開關(guān)器件和輔助電路Si開關(guān)器件在全功率范圍內(nèi)的軟開關(guān)，降低了開關(guān)損耗和開關(guān)應(yīng)力，顯著提升了變流器的效率和開關(guān)頻率。同時(shí)，輔助電路開關(guān)器件只在主電路開關(guān)器件換相期間工作，器件容量小，且不影響主電路的控制策略。

1 軟開關(guān)變流器原理和設(shè)計(jì)

1.1 軟開關(guān)變流器拓?fù)渑c調(diào)制策略

圖1所示為提出的3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器的單相電路，其主電路包括主開關(guān)管VT1～VT6及二極管VD1～VD6。其中內(nèi)側(cè)開關(guān)管VT2、VT3為SiC MOSFET，外側(cè)開關(guān)管VT1、VT4和鉗位開關(guān)管VT5、VT6為Si IGBT。直流電源電壓dc保持不變，1和2是兩個(gè)相同的支撐電容。為了實(shí)現(xiàn)ZVT軟開關(guān)，在主電路旁加入輔助電路，如圖1中點(diǎn)畫線部分所示。其包括2個(gè)輔助開關(guān)管VTx1、VTx2及其反并聯(lián)二極管VDx1、VDx2，4個(gè)輔助二極管VDx3～VDx6，一個(gè)高頻變壓器。變壓器電壓比t=2/1，r為一次繞組2的漏感，兩個(gè)相同的吸收電容r1和r2分別并聯(lián)在主開關(guān)管VT2和VT3上。

圖1 3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器單相電路

軟開關(guān)變流器主電路部分的脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation, PWM）策略如圖2所示，由一個(gè)調(diào)制信號(hào)和一個(gè)載波信號(hào)來生成6個(gè)主開關(guān)的PWM信號(hào)。其中外側(cè)開關(guān)管和鉗位開關(guān)管工作在工頻狀態(tài)，內(nèi)側(cè)開關(guān)管VT2、VT3工作在高頻狀態(tài)，以充分利用SiC MOSFET高速開關(guān)優(yōu)勢(shì)。在此種調(diào)制策略下，三電平變流器的換相過程可以等效為一個(gè)由內(nèi)側(cè)開關(guān)器件VT2、VT3組成的兩電平變流器，開關(guān)損耗主要集中在內(nèi)側(cè)開關(guān)管上。輔助電路僅在主開關(guān)器件開關(guān)過程中工作，以協(xié)助內(nèi)側(cè)開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓轉(zhuǎn)換，其中輔助開關(guān)管VTx1、VTx2分別協(xié)助內(nèi)側(cè)開關(guān)管VT2、VT3的切換。

圖2 主電路PWM策略

輔助電路僅在主開關(guān)器件換相時(shí)工作，以下分析其軟開關(guān)換相過程。由于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對(duì)稱性，只分析正半周期，即橋臂輸出電平在正電平和零電平之間切換，負(fù)載電流流出橋臂，開關(guān)管VT2和二極管VD3進(jìn)行ZVT換相的過程。單相3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器在開關(guān)周期內(nèi)的控制時(shí)序及波形變化如圖3所示，單相3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器時(shí)序如圖4所示，換相過程分為六個(gè)階段。

圖3 單相3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器在開關(guān)周期內(nèi)的控制時(shí)序及波形變化

（1）0～1時(shí)間段電路狀態(tài)如圖4a所示，在0時(shí)刻，主開關(guān)管VT3零電壓關(guān)斷，負(fù)載電流Load通過VT6和VD3流通。

（3）2～3時(shí)間段電路狀態(tài)如圖4c所示，在2時(shí)刻，電感電流r達(dá)到負(fù)載電流Load大小，主二極管VD3自然關(guān)斷且無反向恢復(fù)損耗。電感r與兩個(gè)吸收電容r1、r2發(fā)生諧振，r2充電、r1放電。主開關(guān)管VT2兩端電壓開始下降，VT3兩端電壓上升。

（5）4～5時(shí)間段電路狀態(tài)如圖4e所示，在4時(shí)刻，電感電流r降為負(fù)載電流大小，電流開始流過主開關(guān)管VT2。在5時(shí)刻，電感電流降為零，所有負(fù)載電流流過VT2。

（6）5時(shí)刻之后的電路狀態(tài)如圖4f所示，輔助開關(guān)管VTx1在零電流條件下關(guān)斷，輔助電路停止導(dǎo)通等待下一個(gè)開關(guān)周期的到來。

1.2 軟開關(guān)輔助電路參數(shù)設(shè)計(jì)

如1.1節(jié)所述，ZVT軟開關(guān)的基本原理是在主開關(guān)管關(guān)斷和開通之間的死區(qū)時(shí)間內(nèi)，通過開通輔助開關(guān)管觸發(fā)諧振，將即將開通的主開關(guān)管上的電容電壓降為零，從而實(shí)現(xiàn)主開關(guān)的零電壓開通。為了能有效地實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，需要對(duì)輔助電路參數(shù)進(jìn)行合理設(shè)計(jì)。這包括：①吸收電容r1和r2的設(shè)計(jì)；②輔助變壓器一次繞組漏感r和電壓比t的設(shè)計(jì)；③輔助開關(guān)時(shí)序的設(shè)計(jì)。

如圖3所示，ZVT開通過程可分為三個(gè)階段，分別是充電階段charge、諧振階段res和放電階段disharge，其中充電階段時(shí)間表達(dá)式為

式中，dc為直流母線電壓。

當(dāng)電感電流ir達(dá)到負(fù)載電流Load時(shí)，吸收電容r1、r2開始與電感發(fā)生諧振，諧振時(shí)間表達(dá)式為

通過上述分析，電感電流ir在整個(gè)換相過程中的表達(dá)式為

從諧振完成到電感電流下降為負(fù)載電流大小的這段時(shí)間就是實(shí)現(xiàn)零電壓開通的區(qū)間zvs，這一區(qū)間的時(shí)間表示為

由式（6）可知，zvs大小與負(fù)載電流大小無關(guān)，只取決于輔助變壓器電壓比和諧振參數(shù)。軟開關(guān)設(shè)計(jì)的目標(biāo)是使整個(gè)負(fù)載電流范圍內(nèi)都有一個(gè)固定的時(shí)間delay使得開關(guān)管開通時(shí)刻都位于零電壓開通區(qū)間中，即在所有電流下都滿足

式中，charge與負(fù)載電流Load大小有關(guān)，為了在整個(gè)負(fù)載電流范圍內(nèi)都能找到一個(gè)delay滿足式（7），則zvs需滿足

式中，charge(Load,max)為負(fù)載電流最大時(shí)的充電時(shí)間。將式（8）展開可以得到各諧振參數(shù)關(guān)系式為

軟開關(guān)過程中的充電時(shí)間和諧振時(shí)間之和不能超過死區(qū)時(shí)間，否則可能會(huì)出現(xiàn)輔助開關(guān)管在主開關(guān)管關(guān)斷之前導(dǎo)通，產(chǎn)生一定的關(guān)斷損耗。

在已知直流電壓dc和負(fù)載電流最大值Load,max的情況下，需要確定吸收電容r、輔助變壓器一次繞組漏感r和電壓比t。為實(shí)現(xiàn)ZVT軟開關(guān)，t的選取應(yīng)小于1/2[30]。當(dāng)失去ZVT開通時(shí)，吸收電容上的能量會(huì)消耗在開通過程中，為了減小損耗，吸收電容r應(yīng)在滿足要求下盡可能小。在選定電壓比t和吸收電容r后，可以根據(jù)式（9）確定漏感r的上限值，且漏感值的選擇需考慮電路中雜散電感影響。軟開關(guān)輔助電路設(shè)計(jì)流程如圖5所示。

圖5 軟開關(guān)輔助電路設(shè)計(jì)流程

Fig.5 Flow chart of the soft-switching auxiliary circuit design

2 硬開關(guān)和軟開關(guān)變流器的損耗建模

2.1 開關(guān)器件的損耗模型

為了對(duì)比硬開關(guān)和軟開關(guān)方案，可以通過損耗建模來進(jìn)行變流器效率分析。根據(jù)功率器件手冊(cè)中制造商給出的器件典型參數(shù)特性，可以建立功率器件的損耗模型。

根據(jù)器件的輸出特性曲線，IGBT、MOSFET和二極管的導(dǎo)通損耗可表示為

IGBT和MOSFET的開關(guān)損耗可以表示為

二極管的反向恢復(fù)損耗可以表示為

式中，函數(shù)曲線參數(shù)、、可通過雙脈沖實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)進(jìn)行曲線擬合獲取。

2.2 硬開關(guān)變流器損耗建模

器件混合型3L-ANPC硬開關(guān)變流器的損耗主要分為三個(gè)部分，分別是器件的導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗和二極管的反向恢復(fù)損耗。在圖2所示調(diào)制方式下，3L-ANPC變流器外側(cè)開關(guān)管和鉗位開關(guān)管工作在工頻狀態(tài)，IGBT的開關(guān)損耗和二極管的反向恢復(fù)損耗非常小，可以忽略，其損耗主要是IGBT的導(dǎo)通損耗。內(nèi)側(cè)開關(guān)管工作在高頻狀態(tài)，其損耗包括SiC MOSFET的導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗及二極管的反向恢復(fù)損耗。

以單位功率因數(shù)為例推導(dǎo)變流器損耗計(jì)算公式，由于電路的對(duì)稱性，只需分析VT1、VT2、VT5及其二極管VD1、VD2、VD5的損耗。其中VT2是SiC MOSFET，VT1和VT5是Si IGBT。

外側(cè)開關(guān)管VT1在正半周期內(nèi)保持導(dǎo)通狀態(tài)，VT1的導(dǎo)通損耗可以表示為

內(nèi)側(cè)開關(guān)管VT2在正半周期是高頻開關(guān)狀態(tài)，而在負(fù)半周期是零電壓軟開關(guān)狀態(tài)，僅存在導(dǎo)通損耗。VT2的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗可以分別表示為

在負(fù)半周期的死區(qū)時(shí)間內(nèi)，有續(xù)流電流流過VT2的體二極管VD2，VD2存在反向恢復(fù)損耗，其表達(dá)式為

VT5在負(fù)半周期內(nèi)持續(xù)導(dǎo)通，VT5的導(dǎo)通損耗可以表示為

2.3 軟開關(guān)變流器損耗建模

軟開關(guān)的使用降低了內(nèi)側(cè)開關(guān)器件的開關(guān)損耗和反向恢復(fù)損耗，但也帶來了輔助電路損耗，主要包括輔助開關(guān)管的導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗及輔助變壓器損耗。

對(duì)于導(dǎo)通損耗，輔助電路只在開關(guān)換相時(shí)工作，在換相結(jié)束后的正常PWM周期內(nèi)，主電路工作與硬開關(guān)完全相同，只需考慮輔助器件的導(dǎo)通損耗即可。輔助器件的導(dǎo)通損耗由輔助開關(guān)管和輔助二極管的導(dǎo)通損耗組成，因電路的對(duì)稱性，只需分析輔助開關(guān)管VTx1和輔助二極管VDx3、VDx6即可。根據(jù)電路原理，流過輔助開關(guān)管VTx1的電流為圖3中電感電流ir，其大小與負(fù)載電流大小相關(guān)，流過輔助二極管的電流為輔助開關(guān)管的t倍。根據(jù)式（11）可得，輔助器件的導(dǎo)通損耗可以表示為

式中，r_RMS為電感電流在一個(gè)工頻周期的方均根，由式（5）可得

在3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器中，開關(guān)損耗主要包括主電路內(nèi)側(cè)開關(guān)管的開關(guān)損耗和輔助電路開關(guān)管的開關(guān)損耗。在主電路中，因?yàn)閆VT軟開關(guān)消除了內(nèi)側(cè)開關(guān)管的開通損耗，內(nèi)側(cè)開關(guān)管的開關(guān)損耗可以根據(jù)雙脈沖測(cè)試數(shù)據(jù)進(jìn)行估算，在軟開關(guān)條件下MOSFET的開關(guān)損耗方程與硬開關(guān)下相同，如式（12）、式（19）所示，式中的曲線參數(shù)可以通過軟開關(guān)條件下的雙脈沖實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)獲取。輔助開關(guān)管在開通時(shí)因有諧振電感與其串聯(lián)，諧振電感及輔助變壓器一次繞組承受全部直流電壓，當(dāng)諧振電流降為零后輔助開關(guān)管關(guān)斷，故輔助開關(guān)管是在零電壓條件下開通，在零電流條件下關(guān)斷，因此其開關(guān)損耗可以忽略不計(jì)。

輔助變壓器損耗包括銅損耗和鐵心損耗，其表達(dá)式[29]為

式中，T和T分別為輔助變壓器的等效電阻和磁心體積；c、和可從磁心數(shù)據(jù)手冊(cè)中的損耗曲線中獲得。

2.4 軟開關(guān)變流器設(shè)計(jì)及其雙脈沖測(cè)試

根據(jù)1.2節(jié)所述方法，設(shè)計(jì)軟開關(guān)輔助電路參數(shù)?？紤]到SiC MOSFET關(guān)斷損耗較小，可以以器件自身寄生電容為吸收電容，設(shè)計(jì)輔助變壓器電壓比和漏感參數(shù)。根據(jù)2.3節(jié)輔助電路損耗計(jì)算方法，得到諧振電感r和輔助變壓器電壓比t與輔助電路損耗的曲面，如圖6所示。圖中，紅色虛線是根據(jù)式（9）得到的電感r和電壓比t之間的關(guān)系曲線，曲線右側(cè)為滿足式（9）的r和t的取值?？紤]實(shí)驗(yàn)平臺(tái)還存在換相回路的寄生電感，因此實(shí)際諧振電感大于輔助變壓器一次繞組漏感。設(shè)計(jì)輔助變壓器一次繞組漏感為0.35mH，測(cè)量得到實(shí)驗(yàn)平臺(tái)換相回路寄生電感為0.3mH，因而總的諧振電感為0.65mH左右。在圖6中取損耗曲面最小點(diǎn)，可得輔助變壓器電壓比t取值為4/22。輔助電路各參數(shù)見表1。

圖6 輔助電路損耗曲面

表1 輔助電路及寄生參數(shù)

Tab.1 Auxiliary circuit and parasitic parameters

為了得到硬開關(guān)和軟開關(guān)條件下器件的開關(guān)換相特性，搭建了單相3L-ANPC變流器雙脈沖測(cè)試平臺(tái)，如圖7所示。測(cè)試平臺(tái)通過TMS320F28335 DSP和EPM1270T144C5N CPLD組成的控制板生成相應(yīng)的橋臂脈沖，可以測(cè)得不同負(fù)載電流下開關(guān)管的開關(guān)換相特性，進(jìn)而計(jì)算出變流器在硬開關(guān)和軟開關(guān)條件下的實(shí)際開通和關(guān)斷損耗。測(cè)試平臺(tái)相關(guān)參數(shù)見表2，變流器外側(cè)開關(guān)管VT1和VT4、鉗位開關(guān)管VT5和VT6、輔助開關(guān)管VTx1和VTx2使用的為Infineon Si IGBT FF200R12KT4；內(nèi)側(cè)開關(guān)管VT2和VT3使用的為Infineon SiC MOSFET FF6MR12KM1；輔助二極管為IXYS MEE75-12DA。

圖7 雙脈沖測(cè)試平臺(tái)

表2 雙脈沖測(cè)試平臺(tái)參數(shù)

Tab.2 Parameters of dual-pulse test platform

器件混合型三電平變流器橋臂雙脈沖測(cè)試原理如圖8所示，橋臂直流側(cè)接入直流電壓，橋臂交流輸出接入負(fù)載電感，考慮到電路的對(duì)稱性，只需測(cè)試開關(guān)器件VT2與VT3（VD3）之間的換相特性。測(cè)試過程中VT1和VT6保持導(dǎo)通狀態(tài)，VT4和VT5保持關(guān)斷狀態(tài)，VT2由一組雙脈沖信號(hào)驅(qū)動(dòng)，VT3的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)與VT2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)保持死區(qū)時(shí)間的互補(bǔ)。VT2的第一個(gè)脈沖使其導(dǎo)通，負(fù)載電感電流線性增長(zhǎng)，達(dá)到預(yù)設(shè)電流值時(shí)第一個(gè)脈沖結(jié)束，VT2關(guān)斷。為避免半橋模塊直通短路，VT2與VT3脈沖信號(hào)之間存在死區(qū)時(shí)間，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，負(fù)載電流通過VT3的寄生二極管VD3續(xù)流，完成VT2與VD3之間的換相。完成換相后，負(fù)載電感電流通過VT6和VT3（VD3）續(xù)流。VT2的第二個(gè)脈沖達(dá)到后，VT2開通，負(fù)載電流由VD3換相到VT2，完成VD3與VT2之間的換相。通過測(cè)試可以得到在預(yù)設(shè)電壓、電流以及三電平換相回路下，VT2與VD3之間（VD2與VT3是對(duì)稱情況）的開關(guān)換相特性。以上為硬開關(guān)條件下的測(cè)試，同樣工況下，在VT3關(guān)斷后與VT2開通前的死區(qū)時(shí)間內(nèi)開通輔助開關(guān)VTx1（VTx2是對(duì)稱情況），可以得到ZVT軟開關(guān)條件下的開關(guān)換相特性，脈沖信號(hào)時(shí)序如圖8所示。通過雙脈沖測(cè)試可以得到開關(guān)器件在包含寄生參數(shù)的主電路結(jié)構(gòu)下的開關(guān)換相特性，反映出開關(guān)器件在硬開關(guān)和軟開關(guān)條件下真實(shí)的電壓、電流應(yīng)力以及損耗。

圖8 3L-ANPC變流器橋臂脈沖測(cè)試原理

圖9、圖10分別為負(fù)載電流為210 A、70 A時(shí)，內(nèi)側(cè)開關(guān)管VT2在硬開關(guān)和軟開關(guān)條件下的開通波形?？梢奡iC MOSFET在硬開關(guān)狀態(tài)下，開通電流波形振蕩嚴(yán)重，會(huì)產(chǎn)生很大的開通過電流，同時(shí)驅(qū)動(dòng)電壓也會(huì)出現(xiàn)嚴(yán)重的振蕩干擾；在軟開關(guān)狀態(tài)下，開關(guān)管VT2在電壓下降到零后才導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)了軟開通，降低了開通損耗，減少了對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓的干擾。

圖9 負(fù)載電流210 A時(shí)VT2開通波形

圖11比較了硬開關(guān)和軟開關(guān)條件下開關(guān)管的開通和關(guān)斷損耗能量。在小電流下硬開關(guān)的開通損耗大于關(guān)斷損耗，而隨著電流的增大，在190 A左右時(shí)關(guān)斷損耗超過了開通損耗，這與該器件數(shù)據(jù)手冊(cè)中給出的損耗數(shù)據(jù)接近。軟開關(guān)狀態(tài)下的開通損耗總是小于硬開關(guān)的，且隨電流的增大，損耗減小得越多，在電流為210 A時(shí)，軟開關(guān)開通損耗能量?jī)H為硬開關(guān)的15.5%。因?yàn)檐涢_關(guān)的實(shí)現(xiàn)是依靠開關(guān)管自身寄生電容實(shí)現(xiàn)的，未額外并聯(lián)吸收電容，故開關(guān)管的關(guān)斷損耗能量與硬開關(guān)相近。

圖10 負(fù)載電流70 A時(shí)VT2開通波形

圖11 硬開關(guān)與軟開關(guān)損耗對(duì)比

圖12對(duì)比了硬開關(guān)和軟開關(guān)條件下開通時(shí)的電流峰值，可見軟開關(guān)條件下由二極管反向恢復(fù)過程引起的電流尖峰得到了抑制。圖13對(duì)比了硬開關(guān)和軟開關(guān)條件下關(guān)斷時(shí)的電壓峰值，二者幾乎相同。圖14為硬開關(guān)條件下SiC MOSFET體二級(jí)管的反向恢復(fù)損耗，在軟開關(guān)條件下二極管是自然關(guān)斷的，故不存在反向恢復(fù)損耗。

圖12 開通電流尖峰

圖13 關(guān)斷電壓尖峰

圖14 二極管反向恢復(fù)損耗

雙脈沖實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了所提3L-ANPC ZVT軟開關(guān)拓?fù)淠艽蠓档椭鏖_關(guān)管的開通損耗和消除二極管的反向恢復(fù)損耗，減輕了開關(guān)過程中器件承受的電流應(yīng)力。根據(jù)雙脈沖實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)可以得到器件損耗與負(fù)載電流的函數(shù)關(guān)系式，使損耗建模更加準(zhǔn)確。

2.5 硬開關(guān)變流器與軟開關(guān)變流器效率比較

將2.4節(jié)的雙脈沖損耗測(cè)試數(shù)據(jù)代入硬開關(guān)變流器和軟開關(guān)變流器的損耗效率模型中，可以對(duì)比硬開關(guān)和軟開關(guān)條件下變流器效率。變流器的主電路及輔助電路參數(shù)見表1和表2，其運(yùn)行工況見表3。計(jì)算開關(guān)頻率從10 kHz變化到100 kHz情況下硬開關(guān)和軟開關(guān)單相變流器損耗分布，計(jì)算結(jié)果如圖15所示。

表3 單相變流器運(yùn)行參數(shù)

Tab.3 Operating parameters of single-phase converter

（a）硬開關(guān)變流器損耗分布

（b）軟開關(guān)變流器損耗分布

圖15 不同開關(guān)頻率下單相變流器損耗分布

Fig.15 Losses distribution of single-phase converter under different switching frequencies

硬開關(guān)變流器的損耗分布如圖15a所示。當(dāng)開關(guān)頻率從10 kHz增加到100 kHz時(shí)，硬開關(guān)條件下IGBT的導(dǎo)通損耗IGBT,con和MOSFET的導(dǎo)通損耗MOSFET,con保持不變，SiC MOSFET的開關(guān)損耗MOSFET,sw和體二極管的反向恢復(fù)損耗DIODE,rec因與開關(guān)頻率成正比而迅速增加，分別從69.82 W增加到698.2 W和從10.45 W增加到104.54 W。根據(jù)損耗計(jì)算結(jié)果，總損耗total從10 kHz時(shí)的434.21 W增加到100 kHz時(shí)的1 156.68 W，增加了166%。

軟開關(guān)變流器的損耗分布如圖15b所示。從計(jì)算結(jié)果來看，軟開關(guān)條件下IGBT的導(dǎo)通損耗IGBT,con和SiC MOSFET的導(dǎo)通損耗MOSFET,con與硬開關(guān)相同。SiC MOSFET的開關(guān)損耗MOSFET,sw降低了很多，在100 kHz時(shí)，MOSFET,sw從硬開關(guān)變流器的698.2 W降低到389.59 W，降低了44.2%。因?yàn)樵谲涢_關(guān)下，SiC MOSFET的體二級(jí)管是自然關(guān)斷的，沒有反向恢復(fù)損耗DIODE,rec。但軟開關(guān)拓?fù)浔扔查_關(guān)多了輔助電路，損耗計(jì)算中增加了一部分輔助器件損耗aux，輔助電路的損耗從10 kHz時(shí)的24.79 W增加到了100 kHz時(shí)的84.77 W。得益于軟開關(guān)變流器減少的損耗大于輔助電路增加的損耗，故總損耗相較于硬開關(guān)是降低的，在100 kHz時(shí)，總損耗total從硬開關(guān)下的1 156.68 W降低到828.3 W，降低了28.39%。

不同開關(guān)頻率下，硬開關(guān)與軟開關(guān)變流器效率曲線對(duì)比如圖16所示，在開關(guān)頻率為20 kHz時(shí)，軟開關(guān)變流器由于輔助電路帶來的額外損耗大于其降低的開關(guān)損耗，在小功率時(shí)變流器的效率是低于硬開關(guān)的，但隨著輸出功率的增大，軟開關(guān)變流器效率曲線下降的速度小于硬開關(guān)，在輸出功率大于20 kW時(shí)，軟開關(guān)變流器的效率是高于硬開關(guān)變流器的。

圖16 硬開關(guān)與軟開關(guān)變流器理論效率曲線對(duì)比

在變流器輸出功率為10 kW時(shí)，不同開關(guān)頻率下硬開關(guān)與軟開關(guān)變流器的理論效率對(duì)比如圖17所示，在20 kHz較低開關(guān)頻率運(yùn)行時(shí)，由于輔助電路帶來的額外損耗，使得軟開關(guān)變流器效率略低于硬開關(guān)變流器，但隨著運(yùn)行頻率的增加，軟開關(guān)變流器的效率顯著高于硬開關(guān)變流器。在100 kHz時(shí)，軟開關(guān)變流器效率高于硬開關(guān)變流器0.77個(gè)百分點(diǎn)。

圖17 單相10 kW硬開關(guān)與軟開關(guān)變流器在不同開關(guān)頻率下理論效率對(duì)比

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述分析與計(jì)算，根據(jù)表1和表3所示參數(shù)在實(shí)驗(yàn)室中搭建了SiC與Si器件混合型單相3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器。控制系統(tǒng)使用DSP與CPLD組成的控制板生成主開關(guān)和輔助開關(guān)控制信號(hào)。器件電壓由PINTECH DP-50差分電壓探頭采集，器件電流由PEM的羅氏線圈采集。變流器的輸入、輸出功率及效率由YOKOGAWA WT1800功率分析儀進(jìn)行測(cè)量。由于實(shí)驗(yàn)室條件限制，只完成了10 kW單相3L-ANPC變流器的效率測(cè)試，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖18所示。

圖18 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

圖19為3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器連續(xù)運(yùn)行時(shí)的波形，輔助電路電感電流ir的峰值隨負(fù)載電流增大而增大。軟開關(guān)變流器開關(guān)管VT2的開通和關(guān)斷波形如圖20和圖21所示，在VT2的開通波形中，流過VT2的電流是在其電壓下降為零后出現(xiàn)的，意味著開關(guān)管VT2實(shí)現(xiàn)了ZVT開通，電感電流波形也與理論分析一致。在軟開關(guān)變流器開關(guān)管VT2的關(guān)斷波形中，其電壓與電流波形之間仍存在一小部分交疊，有很小的關(guān)斷損耗。圖22為輔助開關(guān)管VTx1上的電壓、電流波形，其電流因受限于電感r而上升很慢，意味著VTx1實(shí)現(xiàn)了ZCT開通，且VTx1是在電流下降為零后關(guān)斷的，實(shí)現(xiàn)了ZCT關(guān)斷，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析一致。

圖19 3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器連續(xù)運(yùn)行波形

圖20 開關(guān)管VT2 ZVT開通波形

圖21 開關(guān)管VT2關(guān)斷波形

圖22 輔助開關(guān)管VTx1 ZCT開通關(guān)斷波形

圖23為變流器在10 kW功率運(yùn)行時(shí)，不同開關(guān)頻率下硬開關(guān)與軟開關(guān)效率對(duì)比曲線。在20 kHz時(shí)，由于輔助電路增加的損耗大于軟開關(guān)減少的損耗，硬開關(guān)變流器效率略大于軟開關(guān)變流器。在50、75和100 kHz時(shí)，軟開關(guān)變流器效率高于硬開關(guān)變流器，且隨著開關(guān)頻率的提高，效率提升也越大。在100 kHz時(shí)，所提軟開關(guān)拓?fù)鋵⒆兞髌餍蕪挠查_關(guān)的96.63%提高到97.42%。圖24顯示了單相3L- ANPC變流器在開關(guān)頻率為100 kHz時(shí)硬開關(guān)與軟開關(guān)效率曲線對(duì)比，在100 kHz時(shí)，軟開關(guān)變流器效率最高為97.51%，高于硬開關(guān)變流器約0.83個(gè)百分點(diǎn)。

圖23 不同開關(guān)頻率下硬開關(guān)與軟開關(guān)變流器實(shí)測(cè)效率對(duì)比

圖24 100 kHz下硬開關(guān)與軟開關(guān)變流器效率對(duì)比

綜上所述，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)驗(yàn)證了理論分析的結(jié)論，所提出的軟開關(guān)變流器可以在高開關(guān)頻率時(shí)有效提升變流器的效率。與理論計(jì)算結(jié)果相比，實(shí)驗(yàn)測(cè)試的效率數(shù)值略低。有以下幾個(gè)原因。

（1）損耗模型中未考慮LCL濾波器的損耗，而實(shí)際測(cè)量中包含了LCL濾波器中電感和電容的損耗。

（2）實(shí)際輔助電路無源器件的損耗可能與計(jì)算結(jié)果略有不同。例如，在計(jì)算中不考慮電感繞組的鄰近效應(yīng)。

（3）理論分析中沒有考慮直流電容器的損耗，因?yàn)樵诓⒙?lián)許多電容器時(shí)，它們通常很小。以上幾部分損耗計(jì)算偏差，并不影響軟開關(guān)變流器和硬開關(guān)變流器的效率對(duì)比結(jié)論。

4 結(jié)論

本文提出了一種基于輔助電路的器件混合型3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器，以實(shí)現(xiàn)變流器所有高頻主開關(guān)的ZVT開通。此外，輔助開關(guān)可以在不改變3L-ANPC變流器PWM的情況下實(shí)現(xiàn)ZCT開通和關(guān)斷。詳細(xì)分析了換相時(shí)序和諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)，比較了軟開關(guān)變流器和硬開關(guān)變流器之間的損耗分布和效率變化，揭示了該軟開關(guān)拓?fù)淇梢杂行嵘兞髌髟诟唛_關(guān)頻率下的效率。最后，搭建了一個(gè)額定功率10 kW的SiC MOSFET與Si IGBT器件混合型單相3L-ANPC ZVT軟開關(guān)變流器，并與傳統(tǒng)硬開關(guān)3L-ANPC變流器進(jìn)行了效率對(duì)比，所提出的方案可以有效提升變流器的效率，在開關(guān)頻率100 kHz條件下可將變流器效率由96.63%提高到97.42%。

[1] Barater D, Concari C, Buticchi G, et al. Performance evaluation of a three-level ANPC photovoltaic grid- connected inverter with 650V SiC devices and optimized PWM[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2016, 52(3): 2475-2485.

[2] 萬文超, 段善旭, 余天寶, 等. 有源中點(diǎn)鉗位逆變器的損耗均衡和效率優(yōu)化策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2022, 37(19): 4872-4882.

Wan Wenchao, Duan Shanxu, Yu Tianbao, et al. Loss equalization and efficiency optimization strategy of active neutral point clamped inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(19): 4872-4882.

[3] 衛(wèi)煒, 高瞻, 趙牧天, 等. 基于切換調(diào)制波的三電平有源中點(diǎn)鉗位逆變器優(yōu)化容錯(cuò)技術(shù)研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2022, 37(15): 3818-3833.

Wei Wei, Gao Zhan, Zhao Mutian, et al. Research on optimal fault-tolerant technique for three-level active- neutral-point-clamped inverter based on switching modulation wave[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2022, 37(15): 3818-3833.

[4] 李科峰, 肖飛, 劉計(jì)龍, 等. 多電平有源中點(diǎn)鉗位逆變器串聯(lián)IGBT均壓方法[J]. 電力系統(tǒng)自動(dòng)化, 2022, 46(2): 163-170.

Li Kefeng, Xiao Fei, Liu Jilong, et al. Voltage balancing method of series-connected IGBTs for multi-level active neutral point clamped inverter[J]. Automation of Electric Power Systems, 2022, 46(2): 163-170.

[5] Morya A K, Gardner M C, Anvari B, et al. Wide bandgap devices in AC electric drives: opportunities and challenges[J]. IEEE Transactions on Trans- portation Electrification, 2019, 5(1): 3-20.

[6] Yin Shan, Tseng K J, Simanjorang R, et al. A 50-kW high-frequency and high-efficiency SiC voltage source inverter for more electric aircraft[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 64(11): 9124-9134.

[7] Novák M, Novák J, Sivkov O. An SiC inverter for high speed permanent magnet synchronous machines[C]// IECON 2015-41st Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, Yokohama, Japan, 2015: 002397-002402.

[8] Fu Yu, Takemoto M, Ogasawra S, et al. Investigation of efficiency enhancement of an ultra-high-speed bearingless motor at 100,000 r/min by high switching frequency using SiC-MOSFET[C]//2018 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Port- land, OR, USA, 2018: 2306-2313.

[9] 盛況, 任娜, 徐弘毅. 碳化硅功率器件技術(shù)綜述與展望[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2020, 40(6): 1741- 1753.

Sheng Kuang, Ren Na, Xu Hongyi. A recent review on silicon carbide power devices technologies[J]. Proceedings of the CSEE, 2020, 40(6): 1741-1753.

[10] 朱小全, 劉康, 葉開文, 等. 基于SiC器件的隔離雙向混合型LLC諧振變換器[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2022, 37(16): 4143-4154.

Zhu Xiaoquan, Liu Kang, Ye Kaiwen, et al. Isolated bidirectional hybrid LLC converter based on SiC MOSFET[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(16): 4143-4154.

[11] Liu Yong, See K Y, Yin Shan, et al. LCL filter design of a 50-kW 60-kHz SiC inverter with size and thermal considerations for aerospace applications[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 64(10): 8321-8333.

[12] He Ning, Chen Min, Wu Junxiong, et al. 20-kW zero- voltage-switching SiC-MOSFET grid inverter with 300kHz switching frequency[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(6): 5175-5190.

[13] Guan Xinqing, Li Chushan, Zhang Yu, et al. An extremely high efficient three-level active neutral- point-clamped converter comprising SiC and Si hybrid power stages[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(10): 8341-8352.

[14] Zhang Li, Lou Xiutao, Li Chushan, et al. Evaluation of different Si/SiC hybrid three-level active NPC inverters for high power density[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2020, 35(8): 8224-8236.

[15] Feng Zhijian, Zhang Xing, Yu Shaolin, et al. Com- parative study of 2SiC&4Si hybrid configuration schemes in ANPC inverter[J]. IEEE Access, 2020, 8:33934-33943.

[16] Chen Mengxing, Pan Donghua, Wang Huai, et al. Investigation of switching oscillations for silicon carbide MOSFETs in three-level active neutral- point-clamped inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 9(4): 4839-4853.

[17] 劉妍, 楊曉峰, 閆成章, 等. 考慮寄生電感的諧振開關(guān)電容變換器電壓尖峰抑制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2021, 36(12): 2627-2639.

Liu Yan, Yang Xiaofeng, Yan Chengzhang, et al. Suppression of voltage spike in resonant switched capacitor converter considering parasitic indu- ctance[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(12): 2627-2639.

[18] 黃勇勝, 張建忠, 王寧. 一種SiC MOSFET串?dāng)_抑制的諧振輔助驅(qū)動(dòng)電路[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2022, 37(12): 3004-3015.

Huang Yongsheng, Zhang Jianzong, Wang Ning. A resonant auxiliary drive circuit for SiC MOSFET to suppress crosstalk[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2022, 37(12): 3004-3015.

[19] Zhao Xingchen, Hu Jiewen, Ravi L, et al. Planar common-mode EMI filter design and optimization for high-altitude 100-kW SiC inverter/rectifier system[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2022, 10(5): 5290-5303.

[20] Safari S, Castellazzi A, Wheeler P. Experimental and analytical performance evaluation of SiC power devices in the matrix converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(5): 2584-2596.

[21] Chen Yenan, Xu Dehong. Review of soft-switching topologies for single-phase photovoltaic inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2022, 37(2): 1926-1944.

[22] He Ning, Zhu Yingfeng, Zhao An, et al. Zero- voltage-switching sinusoidal pulsewidth modulation method for three-phase four-wire inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(8): 7192-7205.

[23] Xia Yinglai, Ayyanar R. Naturally adaptive, low-loss zero-voltage-transition circuit for high-frequency full-bridge inverters with hybrid PWM[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(6): 4916-4933.

[24] 寇寶泉, 張海林, 張赫, 等. 改進(jìn)型零電壓轉(zhuǎn)換PWM軟開關(guān)功率變換器的實(shí)現(xiàn)機(jī)理分析[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2017, 32(14): 116-126.

Kou Baoquan, Zhang Hailin, Zhang He, et al. The analysis of a novel zero-voltage-transition PWM soft-switching power converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(14): 116- 126.

[25] 姚修遠(yuǎn), 吳學(xué)智, 杜宇鵬, 等. T型中點(diǎn)鉗位三電平逆變器的零電流轉(zhuǎn)換軟開關(guān)技術(shù)[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2016, 31(23): 179-188.

Yao Xiuyuan, Wu Xuezhi, Du Yupeng, et al. The zero-current-transition soft-switching technique for T-type neutral-point-clamped inverter[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(23): 179-188.

[26] 何寧, 李雅文, 杜成瑞, 等. 高功率密度碳化硅MOSFET軟開關(guān)三相逆變器損耗分析[J]. 電源學(xué)報(bào), 2017, 15(6): 1-9.

He Ning, Li Yawen, Du Chengrui, et al. Loss analysis of high power density SiC-MOSFET zero-voltage- switching three-phase inverter[J]. Journal of Power Supply, 2017, 15(6): 1-9.

[27] Li Jin, Liu Jinjun, Boroyevich D, et al. Three-level active neutral-point-clamped zero-current-transition converter for sustainable energy systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(12): 3680-3693.

[28] Jiang Yunlei, Shen Yanfeng, Shillaber L, et al. Hybrid-mode adaptive zero-voltage switching for single-phase DC-AC conversion with paralleled SiC MOSFETs[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2022, 37(12): 14067-14081.

[29] Wang Jianing, Xun Yuanwu, Liu Xiaohui, et al. Soft switching circuit of high-frequency active neutral point clamped inverter based on SiC/Si hybrid device[J]. Journal of Power Electronics, 2021, 21: 71-84.

[30] Yuan Xiaoming, Barbi I. Analysis, designing, and experimentation of a transformer-assisted PWM zero- voltage switching pole inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2000, 15(1): 72-82.

A Hybrid Three-Level Active-Neutral-Point-Clamped Zero-Voltage Transition Soft-Switching Converter with Silicon Carbide and Silicon Devices

11123

（1. School of Electrical Engineering Shanghai University of Electric Power Shanghai 200090 China 2. Jiangsu Zhongtian Technology Co. Ltd Nantong 226463 China 3. School of Electrical Engineering Xi’an Jiaotong University Xi’an 710049 China）

Improving power density and efficiency is a current development trend in the new energy generation system. This objective can be achieved by reducing system switching losses and increasing switching frequency. Compared with silicon (Si) devices, silicon carbide (SiC) wide bandgap semiconductor devices have the advantages of low losses and high junction temperature, which can effectively improve the efficiency and switching frequency of converters and have emerged as a prominent topic in recent academic research. However, the cost of SiC devices is still several times higher than that of Si devices. As a result, realizing an all-SiC converter in the three-level active-neutral-point-clamped (3L-ANPC) topology for cost reasons is challenging. Consequently, the industry has proposed a hybrid configuration incorporating SiC and Si devices to enhance converter efficiency and power density and control costs. In addition, the use of SiC-wide bandgap semiconductor devices can lead to severe switching overvoltage and electromagnetic interference issues. Furthermore, at higher switching frequencies, such as 100 kHz, the hard-switching losses with SiC devices can be significant, hindering further improvements in converter efficiency and power density. As a solution to these challenges, researchers have proposed the use of soft-switching technology. A hybrid 3L-ANPC zero-voltage transition (ZVT) soft-switching converter based on SiC and Si devices was proposed. Based on the two SiC MOSFET devices’ hybrid 3L-ANPC converter topology, the main circuit SiC devices and the auxiliary circuit Si devices can achieve soft-switching in the full power range with an auxiliary circuit, thus improving converter efficiency while considering its economy.

Firstly, the circuit topology and working mechanism of the proposed 3L-ANPC ZVT soft-switching converter were illustrated. The main circuit's modulation strategy is designed to operate the outer switches and clamping switches in the line frequency. The inner switches operate at high frequency to leverage the benefits of the high-speed switching of SiC MOSFETs and concentrate the switching losses on the inner switches. The auxiliary circuit only works during the switch transition process to assist the inner switches in achieving ZVT and reducing switching losses. Secondly, an optimized design process was formulated for the auxiliary switching timing and auxiliary circuit parameters to facilitate the successful implementation of soft-switching in practical applications. Thirdly, the switching and commutation characteristics of the devices were obtained under hard-switching and soft-switching conditions by double-pulse test. Based on the experimental results. A loss model for the converter was built, and a comparison was conducted between the distribution of losses and the efficiency changes of the soft-switching converter and a traditional hard-switching converter. Finally, an experimental platform of 10 kW/100 kHz was established to verify the proposed 3L-ANPC ZVT soft-switching converter.

The theoretical analysis and experimental results show that the proposed 3L-ANPC ZVT soft-switching converter can improve the efficiency of the converter at a switching frequency above 20 kHz, increasing the efficiency from 96.63% of the hard-switching to 97.42% at the switching frequency of 100 kHz.

Losses modeling, inverter, soft-switching, zero-voltage transition, multilevel converter

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230172

TM46

2023-02-16

2023-04-10

李 錦 男，1982年生，高級(jí)工程師，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)榇蠊β什⒕W(wǎng)變流器拓?fù)洹⒖刂萍捌鋺?yīng)用。E-mail: 12781881@qq.com（通信作者）

黨恩帥 男，1998年生，碩士研究生，研究方向?yàn)楦哳l軟開關(guān)變流器拓?fù)洹-mail: des1149@163.com

（編輯 陳 誠(chéng)）