王立喬 陳建醫(yī) 程超然 曹立志

單級單相無電解電容Buck-Boost逆變器

王立喬 陳建醫(yī) 程超然 曹立志

（燕山大學(xué)電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 秦皇島 066004）

該文給出一種無電解電容的單級單相Buck-Boost逆變器。該逆變器可以靈活地實(shí)現(xiàn)升降壓以適應(yīng)寬輸入范圍的直流側(cè)電壓；僅用一個(gè)工作于正負(fù)半周的低值直流儲(chǔ)能電感而無需電解電容和大電感，開關(guān)器件和無源器件數(shù)目少，因而降低了成本和體積，提高了可靠性、使用壽命和功率密度；通過改變儲(chǔ)能電感電流方向?qū)崿F(xiàn)極性反轉(zhuǎn)，控制方式十分簡潔，非常適用于中小功率光伏系統(tǒng)。該文詳述了Buck-Boost逆變器的工作原理、升降壓能力及調(diào)制策略，并在此基礎(chǔ)上，完成該逆變器升降壓、擾動(dòng)以及并網(wǎng)控制的仿真和實(shí)驗(yàn)，結(jié)果良好且與理論分析相契合。

電力電子 無電解電容 單級單相非隔離 Buck-Boost 光伏逆變器

0 引言

社會(huì)的飛速發(fā)展加劇了能源與環(huán)境、氣候的矛盾，發(fā)展高效可持續(xù)、綠色清潔的新能源儼然成為了新時(shí)代發(fā)展的重要方向[1-2]。而我國廣袤的地域決定了太陽光輻射產(chǎn)生的能量豐富，加之其利用時(shí)清潔無污染、運(yùn)營成本低，因而太陽能應(yīng)用前景極為廣闊[3]。在時(shí)代發(fā)展要求與“雙碳”目標(biāo)提出的雙重驅(qū)動(dòng)下，我國起步較早的光伏產(chǎn)業(yè)脫穎而出，在新時(shí)代能源轉(zhuǎn)換革命中被普遍看好[4]。

逆變器作為光伏系統(tǒng)的核心，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)以及外部環(huán)境條件均對系統(tǒng)的可靠性有決定性影響。為避免不確定因素對光伏系統(tǒng)輸出造成波動(dòng)，進(jìn)而引發(fā)功率輸出不穩(wěn)定[5]，當(dāng)今比較主流的解決方式就是采用具備升降壓能力的逆變器，以靈活應(yīng)對輸入電壓寬范圍的波動(dòng)[6-8]。目前，具備升降壓能力的逆變器可分為隔離型和非隔離型。工頻隔離型逆變器噪聲大、體積十分笨重；高頻隔離型逆變器產(chǎn)生高頻噪聲、器件數(shù)目多、功率密度低、成本高；另外，隔離型逆變器具有噪聲、體積和成本等難以克服的固有劣勢[9-11]。非隔離型逆變器則可極大程度地解決上述問題，避免了隔離型變壓器造成的能量傳輸損耗，進(jìn)而提高了功率密度。但常見的多級逆變器往往結(jié)構(gòu)復(fù)雜，導(dǎo)致安裝繁瑣、器件多、質(zhì)量大、成本高、效率低，并且中間級大多需要電解電容[12-14]，進(jìn)一步降低了系統(tǒng)的使用壽命和可靠性。因此，具有升降壓能力的無電解電容單級非隔離逆變器才是較全面的滿足光伏發(fā)電系統(tǒng)要求的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

利用基本斬波電路構(gòu)造逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，是一種通用的做法。Buck-Boost變換器僅需一個(gè)中間電感，無中間電容，是所有具備升降壓能力的基本斬波電路中最簡潔的，因此選擇以Buck-Boost電路為基礎(chǔ)的單級單相非隔離型逆變器。將基本斬波電路擴(kuò)展為逆變器的方法分為兩種：雙變換器組合法、斬波器與橋式逆變器級聯(lián)法。采用這兩種方法，構(gòu)造出了多種單相單級Buck-Boost逆變器。

雙變換器組合法，是將兩個(gè)Buck-Boost逆變器通過串并聯(lián)組合構(gòu)成逆變器。文獻(xiàn)[15]給出了一種輸入并聯(lián)型Buck-Boost逆變器，只用了4個(gè)開關(guān)管，高頻工作時(shí)不存在橋臂直通，但該電路使用了兩個(gè)大電解電容使系統(tǒng)的可靠性和壽命降低。文獻(xiàn)[16]給出輸入串聯(lián)型Buck-Boost逆變器對濾波電容進(jìn)行了合并，而輸入側(cè)仍需要兩個(gè)電解電容，其均壓控制也比較復(fù)雜。文獻(xiàn)[17]給出了一種差模Buck-Boost逆變器，其適用場合廣泛，諧波失真度在線性化方案下降低，但其器件復(fù)用率低，開關(guān)管使用較多。文獻(xiàn)[18]中單相非隔離Buck-Boost逆變器功率器件復(fù)用率很高，但開關(guān)器件偏多、成本高。

斬波器與橋式逆變器級聯(lián)法是將Buck-Boost變換器與H橋逆變器進(jìn)行級聯(lián)并省去中間濾波電容，構(gòu)成了單級單相逆變器，H橋逆變器的參與使此類逆變器控制方式靈活。文獻(xiàn)[19]所提拓?fù)鋬H使用了一個(gè)儲(chǔ)能電感，但利用了5個(gè)二極管保證電流單向流通，增加了系統(tǒng)損耗與造價(jià)。文獻(xiàn)[20]在拓?fù)淝皞?cè)增加耦合電感，電壓增益高、開關(guān)損耗小、工作不受干擾，但工作原理復(fù)雜、控制不便，電感器件使用較多造成了體積大、功率密度低。

在級聯(lián)式單級單相Buck-Boost逆變器的基礎(chǔ)上，將Buck-Boost變換器與H橋逆變器中的開關(guān)器件和無源器件進(jìn)行混合復(fù)用，形成了集成式單級單相Buck-Boost逆變器。文獻(xiàn)[21]給出了一種單級雙電感Buck-Boost逆變器，利用倍流電感使之具備高電壓增益，可很好地滿足光伏系統(tǒng)需要，但使用器件總數(shù)多、系統(tǒng)冗雜，不符合小型化和輕量化的發(fā)展趨勢。文獻(xiàn)[22]中拓?fù)渚捎幂^少的功率器件，但是使用了兩個(gè)儲(chǔ)能電感。文獻(xiàn)[23]提出的Buck- Boost集成式升壓逆變器使用了電解電容，且僅能升壓。文獻(xiàn)[24]給出的拓?fù)錇殡p電源電路，結(jié)構(gòu)繁瑣、劣勢明顯。

通過以上對單級單相非隔離型Buck-Boost逆變器拓?fù)洮F(xiàn)狀分析，目前需要解決的問題包括：升降壓能力、電解電容、單電源輸入、拓?fù)淦骷?shù)目、器件復(fù)用率以及拓?fù)浜涂刂频恼w簡潔性等，而已有的拓?fù)錁?gòu)造大多顧此失彼。本文取長補(bǔ)短，綜合兼顧，提出了一種無電解電容的單級單相Buck- Boost逆變器。該逆變器的拓?fù)浼瓤蓾M足升降壓要求，也不需要電解電容，僅需一個(gè)低值電感作為儲(chǔ)能元件，功率器件及無源器件少，整體結(jié)構(gòu)簡潔緊湊、質(zhì)量輕，器件復(fù)用率高，工作模式以及控制方式簡單，非常適用于中小功率光伏發(fā)電系統(tǒng)。本文首先介紹該逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，然后推導(dǎo)其穩(wěn)態(tài)電壓增益并分析其開關(guān)應(yīng)力，最終給出仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證理論分析的正確性。

1 單級單相無電解電容Buck-Boost逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文所提出的無電解電容的單級單相Buck- Boost逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，以可升降壓且結(jié)構(gòu)最簡潔的Buck-Boost變換器為構(gòu)造基礎(chǔ)，與可靈活控制的開關(guān)管前置組合并復(fù)用器件。該拓?fù)淇梢钥闯扇齻€(gè)部分：由電源與開關(guān)管S1～S4組成的電源及極性反轉(zhuǎn)部分；由電感dc與開關(guān)管S5、S6組成的能量傳遞部分以及由CL濾波器與負(fù)載組成的交流側(cè)部分。該拓?fù)淇梢酝ㄟ^在直流電源兩側(cè)的開關(guān)管改變儲(chǔ)能電感dc上的電流方向，并且使用S5、S6兩個(gè)開關(guān)管配合dc向負(fù)載側(cè)釋放能量。

圖1 單級單相無電解電容Buck-Boost逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)繼承了Buck-Boost電路的工作特性，既可升壓也可降壓，適用于直流側(cè)電壓寬范圍變化的光伏發(fā)電系統(tǒng)。電路包括6個(gè)IGBT開關(guān)管（S3和S4選用逆阻型IGBT，其他均為雙向IGBT），1個(gè)直流電感，1個(gè)CL濾波器，單直流輸入電源（光伏電池板），輸出側(cè)接入負(fù)載或并入電網(wǎng)。

表1給出了本文所提拓?fù)渑c引言所提拓?fù)渲泄β势骷ㄩ_關(guān)管和二極管）以及無源元件（儲(chǔ)能電感和儲(chǔ)能電容）數(shù)目上的對比，濾波器部分不計(jì)。通過表1對單級單相非隔離Buck-Boost逆變器對比結(jié)果，可以明顯地看出，本文所提拓?fù)涫菬o源器件數(shù)目最少，同時(shí)功率器件數(shù)目也不多的拓?fù)?，整體結(jié)構(gòu)簡潔、緊湊，盡可能地減小體積、質(zhì)量以及成本，有利于提高系統(tǒng)運(yùn)行的可靠性、使用壽命及功率密度。

表1 引言中拓?fù)渑c本文拓?fù)淦骷?shù)目對比

1.2 電路運(yùn)行模態(tài)分析

按中間電感電流斷續(xù)與否，該逆變器可工作于電流連續(xù)模式和電流斷續(xù)模式；共有六種工作模態(tài)（運(yùn)行模態(tài)Ⅰ～Ⅵ）。設(shè)運(yùn)行模態(tài)Ⅰ、Ⅱ、Ⅴ為正半周，Ⅲ、Ⅳ、Ⅵ為負(fù)半周，則正負(fù)半周工作模式均為Buck-Boost變換器運(yùn)行模式，斷續(xù)運(yùn)行模式的六種運(yùn)行模態(tài)如圖2所示。

圖2 斷續(xù)運(yùn)行模式的六種運(yùn)行模態(tài)

（1）運(yùn)行模態(tài)Ⅰ：如圖2a所示，功率開關(guān)管S1、S3開通，其他開關(guān)管關(guān)斷。電源in經(jīng)開關(guān)S1和S3順時(shí)針向直流電感dc充電，該電感儲(chǔ)能，經(jīng)過的電流id呈斜直線上升；濾波電容f經(jīng)過濾波電感f為負(fù)載逆時(shí)針方向供電。

（2）運(yùn)行模態(tài)Ⅱ：如圖2b所示，開關(guān)管S5開通，其他開關(guān)管關(guān)斷。電感dc中儲(chǔ)存的能量經(jīng)過開關(guān)管S5、濾波電感f以及S6中反向并聯(lián)的二極管為負(fù)載逆時(shí)針方向供電，直流儲(chǔ)能電感釋放 能量。

（3）運(yùn)行模態(tài)Ⅲ：如圖2c所示，功率開關(guān)管S2、S4開通，其他開關(guān)管關(guān)斷。電源經(jīng)開關(guān)S2和S4逆時(shí)針向直流電感dc充電，該電感儲(chǔ)能；濾波電容f經(jīng)過濾波電感f為負(fù)載順時(shí)針方向供電。

（4）運(yùn)行模態(tài)Ⅳ：如圖2d所示，開關(guān)管S6開通，其他開關(guān)管關(guān)斷。電感dc中儲(chǔ)存的能量經(jīng)過開關(guān)管S6、濾波電感f以及S5中反向并聯(lián)的二極管為負(fù)載順時(shí)針方向供電，直流儲(chǔ)能電感釋放 能量。

（5）運(yùn)行模態(tài)Ⅴ：如圖2e所示，6個(gè)IGBT全部關(guān)斷。濾波電容f經(jīng)過濾波電感f為負(fù)載逆時(shí)針方向供電。

（6）運(yùn)行模態(tài)Ⅵ：如圖2f所示，6個(gè)IGBT全部斷開。濾波電容f經(jīng)過濾波電感f為負(fù)載順時(shí)針方向供電。

圖2中，運(yùn)行模態(tài)Ⅰ～Ⅳ為該逆變器工作在連續(xù)模式下的運(yùn)行模態(tài)。斷續(xù)模式則為Ⅴ和Ⅵ兩個(gè)運(yùn)行模態(tài)。6個(gè)功率開關(guān)通斷情況對應(yīng)電感dc的充放電狀態(tài)見表2。

表2 電感Ldc充放電情況

注：“1”表示開通；“0”表示關(guān)斷。

至此，可以看出，本文所提拓?fù)湓陂_關(guān)管的選型上比較合理，原因如下：以正半周工作模態(tài)Ⅰ為例，電源通過S1、S3開關(guān)管為直流電感dc充電，如果S4是具有反并聯(lián)二極管的雙向IGBT，由于S3在正半周一直開通，因此正半周一直存在S4-S3反并聯(lián)二極管-dc-S4逆時(shí)針回路，直流電感dc將無法完成充電釋能過程。雖然該過程中同樣有S2-dc-S1反并聯(lián)二極管-S2逆時(shí)針回路，但S2在正半周是高頻驅(qū)動(dòng)下開斷的，因此該回路并非一直存在于正半周，直流電感dc是可以完成充電儲(chǔ)能釋能過程的。故前側(cè)H橋中帶有反并聯(lián)二極管的開關(guān)管必須以高頻驅(qū)動(dòng)。因此，S1、S2也可以采用逆阻型IGBT，但是為了盡可能地降低成本，采用常規(guī)IGBT開關(guān)是考慮原理及成本后的最佳選型方式，且逆阻型IGBT無反向二極管損耗，雙向IGBT（S5和S6）中的反向二極管也得到了充分利用。

1.3 拓?fù)湔{(diào)制方式

在斷續(xù)模式下，中間電感取值可以取更小，有利于降低體積和成本，本文只分析斷續(xù)模式的工作情況。由于H橋前置在電源側(cè)，開關(guān)切換高頻驅(qū)動(dòng)信號時(shí)疊流（造成短路）與死區(qū)（無放電回路）均不合適，故本逆變器采用簡單的單極性正弦脈寬調(diào)制（Sine Pulse Width Modulation, SPWM）技術(shù)，實(shí)際應(yīng)用性好。SPWM原理下驅(qū)動(dòng)示意圖如圖3所示，S3、S4、S5和S6工頻工作，S1和S2半高頻工作。

圖3 SPWM原理下驅(qū)動(dòng)示意圖

2 逆變器升降壓能力分析

Buck-Boost變換器運(yùn)行在斷續(xù)狀態(tài)時(shí)，輸出o與輸入in的比值為

式中，為逆變器工作時(shí)的開關(guān)周期；1為占空比，即高頻導(dǎo)通時(shí)間與的比；為負(fù)載電阻；dc為直流儲(chǔ)能電感。

根據(jù)式（2）可以得出，直流輸入和逆變器輸出之間的關(guān)系是由多種因素決定的，包括調(diào)制度1、直流儲(chǔ)能電感值dc、開關(guān)工作周期、阻值。而后三者是可以經(jīng)過設(shè)計(jì)計(jì)算選取的，這樣根據(jù)式（2）就可以確定，輸出與輸入的比值與調(diào)制度1成正比，根據(jù)1的取值可以確定該Buck-Boost逆變器的升降壓情況，顯然在斷續(xù)模式下，該逆變器同時(shí)具備升壓和降壓能力的。根據(jù)相關(guān)計(jì)算，斷續(xù)模式下，電阻=50W，=0.000 05 s，直流電感dc=0.25 mH，將該參數(shù)代入可以得出升降壓情況見表3。

表3 升降壓情況

（a）增益與占空比、電感的關(guān)系

（b）增益與占空比、頻率的關(guān)系

圖4 電壓增益三維圖

Fig.4 Three dimensional diagram of voltage gain

3 開關(guān)管應(yīng)力分析

由于S2、S4和S63個(gè)開關(guān)管的開斷動(dòng)作與S1、S3和S53個(gè)開關(guān)管是正負(fù)半周對稱的，所以僅分析S2、S4、S6開關(guān)管應(yīng)力即可，故不再對S1、S3、S5開關(guān)管做單獨(dú)分析。同樣地，以相同工況下，承受應(yīng)力更大的斷續(xù)模式為例進(jìn)行分析。

首先，由電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可知，逆變器中的開關(guān)管應(yīng)力基本保留了Buck-Boost直流變換器的特性。對開關(guān)管電壓應(yīng)力分析，只需要觀察開關(guān)管在整個(gè)工作周期中所承受的最大電壓即可。設(shè)o為輸出電壓（電網(wǎng)電壓）峰值，當(dāng)逆變器工作在斷續(xù)模式，S2在其關(guān)斷且與輸入和輸出側(cè)均有通路時(shí)承受電壓最大，既承受直流電源電壓又承受交流輸出電壓，S4反向承受的輸出電壓峰值o最大，S6承受的最大電壓與S2一致，即in+o。

同樣地，分析開關(guān)管的電流應(yīng)力，只需考慮整個(gè)工作周期中通過的最大電流即可。因?qū)?yīng)開關(guān)管開通時(shí)與直流電感形成了串聯(lián)回路，所以通過開關(guān)管電流的最大值均為通過直流電感的電流峰值。在斷續(xù)模式下該逆變器功率器件承受的最大電流m為

式中，max為一個(gè)工頻周期內(nèi)占空比最大值。

對各個(gè)功率開關(guān)管電壓應(yīng)力以及電流應(yīng)力的分析見表4。

表4 功率開關(guān)管應(yīng)力

4 逆變器參數(shù)設(shè)計(jì)

4.1 全范圍工作在斷續(xù)模式電路參數(shù)設(shè)計(jì)

直流電感dc可表示為

式中，為斬波電路的占空比；為儲(chǔ)能電感電流的脈動(dòng)參數(shù)；s為開關(guān)動(dòng)作頻率。

若要逆變器工作在斷續(xù)模式，令=1，正常工況時(shí)負(fù)載電阻=50W，開關(guān)動(dòng)作頻率s=20 kHz。占空比按照輸出電壓峰值和輸入電壓保持一致，即既不升壓也不降壓，令占空比=0.5。將以上各參數(shù)代入式（4），得到直流電感dc=0.31 mH，即在dc選取低于該值時(shí)，電路運(yùn)行于斷續(xù)狀態(tài)，實(shí)際取值dc=0.25 mH。

4.2 濾波器設(shè)計(jì)

本文所提單級單相Buck-Boost逆變器屬于電流型逆變器，故采用CL濾波器，在純阻性負(fù)載與并網(wǎng)情況下均適用。作為二階濾波器，CL濾波器繼承了L、LC、LCL三種濾波器優(yōu)勢的同時(shí)，避免了其劣勢，且參數(shù)結(jié)構(gòu)易于設(shè)計(jì)，結(jié)構(gòu)中的電感也可較好地抵御電網(wǎng)造成的電流沖擊。

濾波電容f和濾波電感f滿足的傳遞函數(shù)的表達(dá)式為

為盡可能地消除高頻諧波分量，保留輸出基波分量。轉(zhuǎn)折頻率1、開關(guān)頻率s以及基波頻率0的設(shè)計(jì)原則為

為盡量增大濾波電容以更好地將諧波濾除的同時(shí)，不會(huì)造成無功功率增加，令 =0.707，系統(tǒng)開關(guān)頻率s=20 kHz，轉(zhuǎn)折頻率1=2 kHz時(shí)，計(jì)算得濾波電容f=2.25 μF，根據(jù)型號選擇耐壓為630 V，容值為2.2 μF的聚丙烯（CBB）電容，計(jì)算濾波電感f=2.8 mH，實(shí)際選擇f=3 mH。

5 建模與調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)

5.1 數(shù)學(xué)模型建立

根據(jù)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以得出，未經(jīng)過濾波處理的電流h()到經(jīng)過濾波處理的電流o()的傳遞函數(shù)恰恰就是式（5）所得出的CL濾波器傳遞函數(shù)，從而可以得到電流h()到輸出電壓o()的傳遞函數(shù)()為

由功率守恒定律可知，逆變器的輸入功率和輸出功率是一致的，進(jìn)而可以得到直流儲(chǔ)能電感電流平均值為

式中，為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均占空比。

根據(jù)儲(chǔ)能電感充放電原理，可以得到經(jīng)過CL濾波器濾波之前的輸出電流h的平均值為

本文主要針對逆變器系統(tǒng)運(yùn)行在斷續(xù)模式時(shí)建模，即在傳統(tǒng)單極性SPWM控制下進(jìn)行數(shù)學(xué)建模分析。假設(shè)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)儲(chǔ)能電感放電時(shí)間為2s，從而可以得到在(1+2)s時(shí)間段內(nèi)電感電流的平均值為

根據(jù)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)直流電感的充放電原理，容易得到h在該周期內(nèi)的平均值為

在單極性SPWM策略下

式中，m為調(diào)制波；tri為三角載波幅值。

逆變器系統(tǒng)工作在斷續(xù)模式時(shí)有

將式（12）和式（13）代入式（11），經(jīng)過化簡可得

因此，調(diào)制器輸入至CL濾波器輸入的傳遞函數(shù)為

聯(lián)立式（7）和式（15）可得到調(diào)制器輸入至逆變器輸出的傳遞函數(shù)為

式（16）傳遞函數(shù)的矯正前伯德圖如圖5所示。由幅頻特性可見，系統(tǒng)以-40 dB/dec的斜率穿越0 dB線。由相頻特性可見，系統(tǒng)的相位裕度僅為25.6 °，系統(tǒng)的穩(wěn)定性較差，需要加入調(diào)節(jié)器進(jìn)行 校正。

圖5 矯正前伯德圖

5.2 閉環(huán)調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)

為了實(shí)現(xiàn)對正弦信號的無靜差跟蹤，根據(jù)內(nèi)模原理，若控制回路中包含與給定信號相同的環(huán)節(jié)，即可實(shí)現(xiàn)對給定信號的無靜差跟蹤。本文采用單電流閉環(huán)調(diào)節(jié)器，PR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為

式中，P、R分別為PR調(diào)節(jié)器的比例、諧振參數(shù)；0為基波角頻率。

在遠(yuǎn)離基頻的頻域上，PR調(diào)節(jié)器與PI調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)相同，頻率特性基本相同?？刂葡到y(tǒng)中影響動(dòng)態(tài)性能的頻域段滿足遠(yuǎn)離基頻段的條件，因此按照PI調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)方式。將零點(diǎn)設(shè)為轉(zhuǎn)折頻率點(diǎn)，令穿越頻率c=n/10，并在穿越頻率處，令傳遞函數(shù)的增益為1，可以得到

經(jīng)計(jì)算可得PR調(diào)節(jié)器參數(shù)為：P=0.000 3，R= 3.7。

加入PR調(diào)節(jié)器矯正后系統(tǒng)的伯德圖如圖6所示，可見系統(tǒng)以-40 dB/dec的斜率穿越0 dB線，相位裕度為88.1 °，系統(tǒng)穩(wěn)定性大大提高。穿越頻率c=333 rad/s，系統(tǒng)的快速性較好。并且在高頻段以-40 dB/dec的斜率衰減，因此系統(tǒng)抗高頻噪聲干擾的能力較強(qiáng)。

圖6 矯正后伯德圖

6 仿真分析

為驗(yàn)證理論分析正確性以及拓?fù)溥\(yùn)行性能，本節(jié)進(jìn)行了相應(yīng)的仿真分析，以下結(jié)果均直接從閉環(huán)系統(tǒng)開始，為保證仿真波形清晰，對電流進(jìn)行了一定倍數(shù)的擴(kuò)大，電路相關(guān)參數(shù)見表5。

6.1 升降壓能力仿真分析

閉環(huán)升降壓仿真結(jié)果如圖7所示，圖7a與圖7b輸出電壓幅值311 V，圖7a輸入電壓440 V，圖7b輸入電壓220 V，均跟隨給定，適應(yīng)寬范圍輸入電壓，能夠?qū)崿F(xiàn)正弦度良好的升降壓逆變。

表5 器件參數(shù)（仿真、實(shí)驗(yàn)）

（a）降壓

（b）升壓

圖7 閉環(huán)仿真結(jié)果分析

Fig.7 Closed-loop simulation results and analysis

6.2 抵抗擾動(dòng)能力仿真分析

滿載工況下，半載切換滿載以及滿載切換半載的仿真結(jié)果分別如圖8a和圖8c所示，滿載時(shí)電阻負(fù)載50W，半載時(shí)電阻負(fù)載100W。半載切滿載后輸出電流加倍，滿載切半載輸出電流減半，輸出電壓穩(wěn)定跟隨311 V給定，基本沒有波動(dòng)，切載過程平滑迅速，系統(tǒng)具備良好的抵抗負(fù)載擾動(dòng)能力。

（a）半載切滿載

（b）切滿載后輸出FFT

（c）滿載切半載

（d）切半載后輸出FFT

圖8 負(fù)載擾動(dòng)仿真結(jié)果

Fig.8 Load disturbance simulation results

對逆變器的輸入擾動(dòng)仿真結(jié)果如圖9所示，圖9a和圖9c分別表示降壓工況以及升壓工況下的輸入擾動(dòng)仿真。輸入擾動(dòng)分別為250 V降至220 V以及220 V升至250 V，逆變輸出峰值分別為160 V和311 V，在輸入擾動(dòng)后輸出波形無明顯波動(dòng)，逆變輸出跟隨給定，效果良好，逆變器具備良好的抗輸入擾動(dòng)性能。

（a）降壓輸入擾動(dòng)

（b）降壓輸入擾動(dòng)后輸出FFT

（c）升壓輸入擾動(dòng)

（d）升壓輸入擾動(dòng)后輸出FFT

圖9 輸入擾動(dòng)仿真結(jié)果

Fig.9 Input disturbance simulation results

6.3 并網(wǎng)仿真分析

電網(wǎng)電壓并不是理想的正弦波輸出，為了在仿真中使得并網(wǎng)電壓更加契合實(shí)際情況，盡量模擬出較符合的效果，是在仿真的并網(wǎng)電壓中注入了總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）近10 %的諧波，由以下仿真中的并網(wǎng)波形可以看出，電網(wǎng)波形有較明顯的畸變。

圖10為對電路進(jìn)行的并網(wǎng)仿真波形分析，直流輸入為220 V，升壓并網(wǎng)電壓幅值為311 V，降壓為160 V，并網(wǎng)電流為5 A。并網(wǎng)電流的THD滿足標(biāo)準(zhǔn)，仿真初步驗(yàn)證該逆變器具備很好的并網(wǎng)運(yùn)行能力。

（a）降壓并網(wǎng)波形

（b）降壓并網(wǎng)電流FFT

（c）升壓并網(wǎng)波形

（d）升壓并網(wǎng)電流FFT

圖10 并網(wǎng)仿真結(jié)果

Fig.10 Grid connected simulation results

6.4 器件應(yīng)力仿真分析

仿真參數(shù)條件為輸入220 V直流電壓，輸出峰值311 V的交流電壓。圖11a為器件電壓應(yīng)力波形。S2、S4、S6的開關(guān)管應(yīng)力按第3節(jié)理論分析分別為531 V、311 V和531 V，與仿真結(jié)果基本相符合。留有一定裕度，S1、S2、S5和S6開關(guān)管應(yīng)力按照600 V，S3和S4按350 V設(shè)計(jì)。圖11b為器件電流應(yīng)力波形，與理論分析一致，6個(gè)開關(guān)管的電流應(yīng)力均為40 A，作為開關(guān)管電流承受能力的選型依據(jù)。

（a）電壓應(yīng)力

（b）電流應(yīng)力

圖11 開關(guān)應(yīng)力仿真結(jié)果

Fig.11 Switch stress simulation results

7 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)平臺如圖12所示。本實(shí)驗(yàn)為基本原理型實(shí)驗(yàn)，在結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)和熱設(shè)計(jì)方面并未優(yōu)化考慮，不是十分緊湊，實(shí)驗(yàn)取值參數(shù)與仿真取值參數(shù)是相同的，下面不再贅述。

圖12 實(shí)驗(yàn)平臺

7.1 升降壓能力實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

閉環(huán)實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖13所示。圖13a和圖13b分別為逆變器工作在440 V→311 V降壓、220 V→311 V升壓逆變器下的實(shí)驗(yàn)波形，經(jīng)過諧波分析，其輸出電壓的THD均在5 %以內(nèi)，實(shí)驗(yàn)進(jìn)一步驗(yàn)證了逆變器具備良好的升降壓能力，閉環(huán)系統(tǒng)參數(shù)良好。

（a）降壓實(shí)驗(yàn)波形

（b）升壓實(shí)驗(yàn)波形

圖13 閉環(huán)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

Fig.13 Closed loop experimental results

7.2 抵抗擾動(dòng)能力實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

負(fù)載擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖14所示。圖14a和圖14c分別為滿載情況下，和仿真分析相對應(yīng)的半載切滿載以及滿載切半載的負(fù)載擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)波形。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，負(fù)載擾動(dòng)前后輸出跟隨給定，THD滿足要求，進(jìn)一步證明了該逆變器系統(tǒng)具備十分良好的抗負(fù)載擾動(dòng)的能力。

（a）半載切滿載

（b）切滿載后輸出FFT

（c）滿載切半載

（d）切半載后輸出FFT

圖14 負(fù)載擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

Fig.14 Load disturbance experimental results

輸入擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖15所示。圖15a和圖15c分別為與仿真分析相對應(yīng)的降壓輸入擾動(dòng)和升壓輸入擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)波形。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果，THD滿足要求，擾動(dòng)前后的輸出波形正弦度良好，且擾動(dòng)后沒有明顯波動(dòng)，進(jìn)一步驗(yàn)證了該系統(tǒng)具備十分良好的抗輸入擾動(dòng)的能力。

上述可編程電源做的輸入擾動(dòng)是有一定斜率的，故在此加入了如圖16所示對輸出電壓給定階躍擾動(dòng)的實(shí)驗(yàn)波形。降壓時(shí)，輸入電壓為220 V，輸出峰值由200 V突變至160 V；升壓時(shí)，輸入電壓為220 V，輸出峰值由270 V突變至311 V，可以看出，輸入階躍擾動(dòng)后波形能夠很快恢復(fù)穩(wěn)定，擾動(dòng)過后THD滿足要求，從側(cè)面證明了系統(tǒng)是可以抵抗階躍擾動(dòng)的。

（a）降壓輸入擾動(dòng)

（b）降壓輸入擾動(dòng)后輸出FFT

（c）升壓輸入擾動(dòng)

（d）升壓輸入擾動(dòng)后輸出FFT

圖15 輸入擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

Fig.15 Input disturbance experimental results

（a）降壓給定擾動(dòng)

（b）降壓給定擾動(dòng)后輸出FFT

（c）升壓給定擾動(dòng)

（d）升壓給定擾動(dòng)后輸出FFT

圖16 輸出擾動(dòng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

Fig.16 Output given disturbance experimental results

7.3 并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖17列出了降壓及升壓并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果及THD分析，并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓同頻同相，且諧波總含量均在5 %以內(nèi)，滿足相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該逆變器具備良好的升降壓并網(wǎng)能力，具備光伏系統(tǒng)應(yīng)用條件。

由實(shí)驗(yàn)波形的THD分析可以看出，存在一定偶數(shù)次諧波，其產(chǎn)生主要可歸結(jié)為三個(gè)方面：①控制中驅(qū)動(dòng)為互補(bǔ)的，故存在一定不對稱，難以完全消除偶數(shù)次諧波；②檢測誤差；③實(shí)際電路并非理想的，故存在一定的偶次諧波。但在仿真及實(shí)驗(yàn)波形的諧波中可以明顯看出，占主導(dǎo)部分的仍然是奇數(shù)次諧波，偶數(shù)次諧波含量低于2 %，是滿足相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)的。故可通過相應(yīng)閉環(huán)控制引入抵抗不平衡方案以及盡可能地提升設(shè)備精度，優(yōu)化電路設(shè)計(jì)，來對其進(jìn)行抑制。

（a）降壓并網(wǎng)波形

（b）降壓并網(wǎng)電流FFT

（c）升壓并網(wǎng)波形

（d）升壓并網(wǎng)電流FFT

圖17 并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

Fig.17 Grid connected experimental results

8 結(jié)論

本文給出了一種無電解電容的單級單相Buck- Boost逆變器，該逆變器無電解電容的使用，可以靈活地實(shí)現(xiàn)均衡的升降壓，整體結(jié)構(gòu)簡潔，使用的無源器件和功率器件少，利于降低系統(tǒng)的體積及造價(jià)，提升功率密度。

本文先后對該逆變器的工作原理、升降壓能力進(jìn)行了分析，最后通過仿真以及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析，具體可總結(jié)以下幾點(diǎn)：

1）本文所提逆變器拓?fù)湔w結(jié)構(gòu)簡潔，功率器件和無源器件使用少，僅一個(gè)直流電感工作于正負(fù)半周進(jìn)行儲(chǔ)能與釋能，利用率高。開關(guān)管的選型兼項(xiàng)了拓?fù)涔ぷ髟砗驮靸r(jià)，普通IGBT的反向并聯(lián)二極管也得到充分利用，器件浪費(fèi)率及損耗率降低。

2）該逆變器為單相單級非隔離型升降壓光伏逆變器，無需使用電解電容，相比于多級式和隔離型逆變器，其結(jié)構(gòu)簡單，有利于系統(tǒng)效率提升，并可通過改變調(diào)制比大小靈活控制其實(shí)現(xiàn)均衡升降壓逆變，可很好地適應(yīng)直流輸入寬范圍變化。

3）前置H橋結(jié)構(gòu)下，利用簡潔的控制方式即可在采用低感值直流電感情況下使得逆變輸出正弦度良好，有利于控制體積和成本，相對提升功率密度，而巧妙的工頻開斷、高頻工作方式使得控制中無需高頻死區(qū)對輸出造成畸變影響，系統(tǒng)具備十分良好的抗擾能力。

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A Single-Stage Single-Phase Buck-Boost Inverter without Electrolytic Capacitor

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao 066004 China）

The existing single-stage, single-phase non-isolated inverters need to solve the following problems: buck and boost voltage capability, electrolytic capacitors, single-supply inputs, the number of topology devices, device multiplexing rate, and the overall simplicity of topology and control, while most of the existing solutions can not take into account all problems.

This paper proposes a simple and compact inverter. Its topology can meet the requirements of the Buck-Boost voltage without electrolytic capacitors. It only needs a low-value inductor as an energy storage component, and fewer power and passive devices. The proposed inverter is lightweight, has a high device reuse rate, and has simple working and control modes, suitable for small and medium-power photovoltaic power generation systems. The circuit consists of 6 IGBT switches (S1～S6, S3, and S4with inverse resistance IGBT, the others are bidirectional IGBTs), 1 DC inductor, 1 AC filter capacitor, 1 AC filter inductor, and a single DC input power supply (photovoltaic panel). The output side is connected to the load or merged into the grid. After consulting a large number of domestic and foreign literature, it is found that the inverter proposed in this paper has superiority in structure.

This paper provides a theoretical analysis of the circuit. The circuit has six operating modes when the energy storage inductordccurrent is interrupted. The operating modes Ⅰ, Ⅱ, and Ⅴ are positive half-cycles, and Ⅲ, Ⅳ, and Ⅵ are negative half-cycles. Due to the special structure of the H-bridge front on the input power side, unipolar SPWM modulation is used, in which S3, S4, S5, and S6power frequencies work, and S1and S2semi-high frequencies work. In this paper, the inverter has a good Buck-Boost capability, and the voltage gain is related to the duty cycle, DC inductance, and switching frequency. The maximum voltage stress of switches S1, S2, S5, and S6isin+o, the maximum voltage stress of switches S3and S4iso, and the maximum current stress of all switches ism. The parameters of the energy storage inductor and the filter in the circuit are designed separately, the energy storage inductordc=0.25 mH, the filter capacitor is 2.2mF, and the filter inductor is 3 mH.

According to the theoretical, simulation, and experimental results, it can be concluded that the overall structure of the inverter proposed in this paper is simple, the power devices and passive devices are used less, and only one DC inductor works in positive and negative half weeks for energy storage and release, and the utilization rate is high. In the overall principle and cost of the switch selection, full use of the IGBT reverse diode reduces the device waste rate and loss rate. Compared with multi-stage and isolated inverters, the proposed inverter can improve efficiency, and is flexibly controlled by changing the modulation ratio to achieve a balanced Buck-Boost inverter, which can be well adapted to the wide range of DC input changes. Under the front-facing H-bridge structure, a simple control mode can make the inverter output sinusoidal degree good for low DC inductance, control volume, and cost while improving the power density. Clever power frequency breaking, high-frequency working mode makes the control not need a high-frequency dead zone to distort the output, which has excellent anti-disturbance ability.

Power electronics, non-electrolytic capacitor, single-stage single-phase non-isolated, Buck- Boost, photovoltaic inverter

TM464

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221883

國家自然科學(xué)基金（51677162）和河北省自然科學(xué)基金（E2017203235）資助項(xiàng)目。

2022-10-07

2022-11-23

王立喬 男，1974年生，博士，教授，研究方向高頻功率變換、脈沖調(diào)制理論、大功率變流技術(shù)、可再生能源發(fā)電及分布式發(fā)電系統(tǒng)。E-mail: brent@ysu.edu.cn（通信作者）

陳建醫(yī) 男，1995年生，碩士，研究方向?yàn)橹行∪萘侩娏餍筒⒕W(wǎng)逆變器的輕量化。E-mail: 2982288707@qq.com

（編輯 陳 誠）