田 震, 李金龍, 宋兆涵, 馮 強(qiáng), 梁 君

(1. 中國運載火箭技術(shù)研究院 北京宇航系統(tǒng)研究所, 北京 100076; 2. 西安電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院, 陜西 西安 710071)

無線通信技術(shù)已成為現(xiàn)代社會發(fā)展中必不可少的技術(shù), 在民用、 軍用領(lǐng)域都具有不可替代的作用[1-5]。 隨著無線電技術(shù)的飛速發(fā)展, 有限且不可再生的電磁頻譜已變得擁堵不堪, 新的無線復(fù)用技術(shù)面臨迫切需求, 從物理層面上進(jìn)行深入研究是解決這一問題的合理手段。 近些年來, 攜帶軌道角動量(OAM , Orbital Angular Momentum)信息的渦旋電磁波被引入微波頻段, 因為渦旋電磁波在物理層具有全新的維度, 即在理論上, 軌道角動量模態(tài)具有無限多個相互正交的模態(tài), 因此, 攜帶有軌道角動量的渦旋電磁波具有巨大的應(yīng)用潛力和應(yīng)用前景。 在軍用領(lǐng)域, 現(xiàn)代戰(zhàn)場中導(dǎo)彈集群通信系統(tǒng)同樣面臨著頻譜資源受限且易受敵方電磁壓制、 干擾、 欺騙的問題, 迫切需要提升頻譜利用率, 并能夠增強(qiáng)數(shù)據(jù)傳輸量和模態(tài)隔離度的新型通信技術(shù), 基于帶狀線的混合模態(tài)渦旋電磁波天線陣列設(shè)計顯示出其在解決上述問題的可能性。

在經(jīng)典的電磁理論中, 對于軌道角動量就有一定的描述和研究, 但只限于概念上的研究, 大多數(shù)處于理論階段, 沒有實際的實驗和工程樣機(jī)的驗證[6-7]。 直到1992年, L.Allen[8], M.J.Padgett[9]通過實驗進(jìn)一步研究顯示拉蓋爾-高斯波束具有完整的軌道角動量特性, 并確定了軌道角動量和相位因子項之間的對應(yīng)關(guān)系, 這個研究發(fā)現(xiàn)對于軌道角動量的工程化的飛速發(fā)展做出巨大貢獻(xiàn)。 追根溯源, 軌道角動量的研究一開始主要集中于光學(xué)領(lǐng)域[10], 而在2007年瑞典物理學(xué)家THIDé B等[11]通過均勻圓形陣列天線, 實現(xiàn)了射頻軌道角動量的產(chǎn)生, 產(chǎn)生了對應(yīng)的渦旋電磁波束。 從此, 關(guān)于射頻軌道角動量渦旋電磁波束的研究也進(jìn)入了繁榮發(fā)展時期[7,12], 渦旋電磁波束的生成模式越來越多樣化, 尤其是在無線通信和雷達(dá)探測與成像領(lǐng)域[13], 以及涉及渦旋電磁波產(chǎn)生與接收的關(guān)鍵天線技術(shù)[14-15], 呈現(xiàn)百花齊放的場景。

目前來說, 渦旋電磁波最初是通過圓形陣列引入[11], 后續(xù)又經(jīng)歷一些發(fā)展[12,15], 但是現(xiàn)在對于多種模態(tài)的渦旋電磁波都是采用設(shè)計獨立的多種模態(tài)的渦旋電磁波天線陣列, 結(jié)合微帶線饋電網(wǎng)絡(luò), 單獨生成特定模態(tài)的渦旋電磁波, 最后將各個模態(tài)的天線陣列進(jìn)行物理上的拼接來實現(xiàn)空間中存在不同模態(tài)的渦旋波。 這種方式的問題在于空間利用率低、 饋電網(wǎng)絡(luò)難設(shè)計、 模態(tài)隔離度和小型化程度差、 安裝和設(shè)計上工作量大難實現(xiàn)等, 因此, 設(shè)計一款小型化、 空間利用率和模態(tài)隔離度高、 在同一天線陣面上的混合模態(tài)渦旋電磁波天線陣列對于渦旋波收發(fā)通信技術(shù)具有重要的意義和良好的發(fā)展?jié)摿Α?/p>

本論文從渦旋電磁波和渦旋電磁場切入, 對混合模態(tài)渦旋波束的產(chǎn)生和傳輸進(jìn)行研究和分析, 主要研究內(nèi)容如下: 首先, 通過研究渦旋電磁波理論, 結(jié)合天線陣列設(shè)計技術(shù)和基于帶狀線的抗干擾、 多輸入饋電網(wǎng)絡(luò), 設(shè)計疊層結(jié)構(gòu)、 獨立饋電的混合模態(tài)(+1,+2)小型化渦旋波天線陣列; 其次, 對天線陣列進(jìn)行加工和近、 遠(yuǎn)場測試; 最后, 借助軟件無線電平臺搭建混合模態(tài)渦旋電磁波無線收發(fā)測試鏈路模型, 進(jìn)行通信鏈路收發(fā)誤碼率和模態(tài)間隔離度測試。

1 渦旋電磁波理論

在經(jīng)典力學(xué)體系中, 角動量通常被分為自旋角動量和軌道角動量, 因此對于電磁角動量, 也可以考慮分為自旋角動量S和軌道角動量L。 根據(jù)麥克斯韋方程和角動量守恒定律, 可以將電磁場的角動量表示為

(1)

J=L+S,

(2)

式中:J表示角動量;L表示軌道角動量;S表示自旋角動量;E是電場強(qiáng)度;B是磁感應(yīng)強(qiáng)度;ε0表示介電常數(shù); *表示共軛。

渦旋電磁波是由平面波加一個旋轉(zhuǎn)相位因子exp(jlφ)產(chǎn)生的, 其具體表現(xiàn)形式為相位波前從平面波轉(zhuǎn)化為螺旋旋轉(zhuǎn)相位結(jié)構(gòu)。 因此, 渦旋電磁波可以表達(dá)為

U(r,φ)=A(r)·exp(ilφ),

(3)

式中:A(r)表示電磁波的幅度值;r為球坐標(biāo)系中的矢徑;l為渦旋電磁波的模態(tài)值;φ為方位角。 因此, 根據(jù)渦旋電磁波的表達(dá)式可知, 渦旋電磁波的產(chǎn)生, 需要形成隨方位角變化的相位分布。 若設(shè)置陣元坐標(biāo)為(xi,yi), 則對于陣列天線的各個陣元的相位值為

φ=l·arctan(xi/yi)。

(4)

因此, 渦旋波相位波前繞渦旋中心旋轉(zhuǎn)一周, 相位改變2π, 稱其模式為1, 如圖1(a) 所示, 渦旋波束的相位波前繞渦旋中心旋轉(zhuǎn)一周,相位改變4π稱其模式為 2, 如圖1(b) 所示, 因此可以利用陣列天線, 通過調(diào)控陣元饋電相位來產(chǎn)生不同模態(tài)的渦旋電磁波。

(a) 模態(tài)+1渦旋波束幅度和相位分布

2 天線陣列和饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

本節(jié)設(shè)計結(jié)構(gòu)中心旋轉(zhuǎn)對稱的中心頻率在4.25 GHz的圓極化微帶天線進(jìn)行加工和方向圖測試, 其次, 基于帶狀線結(jié)構(gòu)分別設(shè)計兩種模態(tài)(+1,+2)的饋電網(wǎng)絡(luò)并進(jìn)行仿真調(diào)試。

2.1 天線陣元設(shè)計和測試

因為軍事領(lǐng)域以及渦旋電磁波陣列天線的饋電相位要求較高, 故采用圓極化天線設(shè)計, 通過旋轉(zhuǎn)圓極化天線來補(bǔ)償渦旋波束所需要的相位[16]。 一般的圓極化天線的饋電不在貼片中心位置, 這就會導(dǎo)致旋轉(zhuǎn)操作后的饋電網(wǎng)絡(luò)不是對稱分布, 使得功率分配變復(fù)雜。 為了解決這個問題, 采用在貼片上蝕刻U型槽的方式來使得饋電在其幾何中心上, 因此, 就有圖2 所示的中心頻率在4.25 GHz的中心饋電結(jié)構(gòu)的右旋圓極化(RHCP, Right-handed circularly polarized)微帶天線陣元結(jié)構(gòu)。

圖2 中心饋電圓極化陣元天線結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure diagram of a center-fed circular pole array antenna

整個陣元天線由開U型槽方形貼片, 襯底結(jié)構(gòu)和接地板組成, 襯底材料選擇相對介電常數(shù)為2.65的F4B材料, 厚度2 mm, 陣元天線結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1 所示。

表1 陣元天線參數(shù)表Tab.1 Array element antenna parameter table

根據(jù)此設(shè)計方案對該天線陣元進(jìn)行加工和測試, 如圖3 所示。

圖3 天線單元實物圖及微波暗室測量環(huán)境Fig.3 Physical diagram of antenna unit and microwave anechoic chamber measurement environment

實測結(jié)果如圖4 所示, 該陣元工作在中心頻率4.25 GHz時, 天線單元輻射方向性良好, 天線S11系數(shù)低于-15 dB, 帶寬范圍為4.14 GHz～4.35 GHz, 軸比低于3dB帶寬范圍, 為4.23 GHz～4.27 GHz, 與仿真計算的結(jié)果基本吻合, 各項指標(biāo)符合預(yù)期設(shè)計要求, 可用該天線單元進(jìn)行陣列的設(shè)計。

(a) S11系數(shù)

圖5 生成兩種模態(tài)的天線陣列排列圖Fig.5 Generate two-mode antenna array arrangement diagram

圖5 中a,b,c,d是生成模態(tài)+1渦旋電磁波的陣元排布, 由于數(shù)量為4個, 故相位差為90°; 天線陣元1～8是生成模態(tài)+2渦旋電磁波的陣元排布, 相位差為90°。

2.2 饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

本文基于帶狀線結(jié)構(gòu)分別生成兩種模態(tài)對應(yīng)的饋電網(wǎng)絡(luò), 不同模態(tài)的饋電網(wǎng)絡(luò)通過GND層進(jìn)行隔離, 降低饋電網(wǎng)絡(luò)之間的電磁干擾, 保證模態(tài)純度。

對于生成模態(tài)+1的渦旋波, 天線陣元一共是4個, 故饋電結(jié)構(gòu)采用1分4的功分器對每個天線陣元進(jìn)行同軸饋電, 饋電結(jié)構(gòu)如圖6 所示。

圖6 生成模態(tài)+1渦旋波的天線饋電結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Generate antenna feed structure diagram for modal +1 vortex waves

通過在HFSS(High Frequency Structure Simulator)中對饋電結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真驗證, 得到圖7 的各端口幅度分布圖和圖8 的各端口相位分布圖, 通過仿真結(jié)果得到該饋電結(jié)構(gòu)功率等分, 幅度波動在0.6 dB以內(nèi); 饋電端口到各個輸出端口的相位滯后波動在8°以內(nèi)。 因此綜合得出, 該饋電網(wǎng)絡(luò)的4個端口是相位分布基本相同, 幅度分布基本相同的1分4饋電網(wǎng)絡(luò)。 故, 為了生成模態(tài)為+1的渦旋, 需滿足相鄰陣元之間相位差為90°, 因此設(shè)定陣元a的初始相位為0, 陣元b通過旋轉(zhuǎn)90°使得和陣元a相位差為90°, 陣元c,d同理依次相差90°。

圖7 生成模態(tài)+1渦旋波的陣列饋電結(jié)構(gòu)S參數(shù)曲線圖Fig.7 S-parameter curve diagram of the array feed structure for generating mode+1 vortex wave

圖8 生成模態(tài)+1渦旋波的饋電網(wǎng)絡(luò)的各端口相位分布圖Fig.8 Phase diagram of the array feed structure for generating mode1 vortex wave

對于生成模態(tài)+2的渦旋波的饋電網(wǎng)絡(luò)來講, 其天線陣元一共是8個, 均分分布在圓周上; 對于該陣元采用1分8的功分饋電方式, 若產(chǎn)生模態(tài)為+2的渦旋波, 需要各個陣元饋電相位相差為90°, 因此對于饋電要求不僅是需要功率等分, 還需要相鄰相位相差90°, 饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)見圖9。

圖9 模態(tài)為2的饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)圖Fig.9 Structure diagram of a feed network with modal 2

通過對饋電網(wǎng)絡(luò)在HFSS中建模仿真, 得到了圖10(a) 所示的各端口相位分布圖和圖10(b) 所示的各端口幅度分布圖。

(a) 端口相位分布

根據(jù)圖10 端口相位分布圖的結(jié)果可以看到, 端口3, 5, 7, 9整體滯后端口4, 6, 8, 2的相位90°; 從端口幅度分布結(jié)果圖來看, 在中心頻率4.25 GHz處, 8個輸出端口的幅度波動在0.35 dB之內(nèi), 各個端口基本是等幅分布。 因此綜合來看, 該饋電網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)了相鄰端口相位相差90°, 幅度基本等分地適用于生成模態(tài)+2的渦旋電磁波的功能。

3 模型整體設(shè)計和仿真

根據(jù)第2節(jié)的設(shè)計內(nèi)容, 本節(jié)通過6層結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)整體天線陣列, 相對于前人設(shè)計, 極大地提高了利用率和空間, 整體結(jié)構(gòu)如圖11 所示。

(a) 天線陣列整體結(jié)構(gòu)圖

通過圖11 的側(cè)視圖看到, 整個結(jié)構(gòu)分為6層, 第1層和第2層分別是模態(tài)+2和+1的微帶天線陣列, 排布了兩種模態(tài)所需要的不同陣列; 第3層是GND層; 第4層是生成模態(tài)+1的渦旋波的饋電網(wǎng)絡(luò)層, 通過同軸的方式向第2層貼片饋電; 第5層是GND層; 第6層是生成模態(tài)+2渦旋波的饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu), 通過同軸向第1層貼片饋電。 襯底材料都是F4B, 厚度依次為2 mm, 2 mm, 0.8 mm, 0.8 mm, 0.8 mm; Port+1為產(chǎn)生+1模態(tài)的渦旋波, Port+2為產(chǎn)生+2模態(tài)的渦旋波, 兩種模態(tài)的饋電網(wǎng)絡(luò)的饋電位置處于兩個側(cè)面, 這樣可以盡可能地減小相互干擾。

對模態(tài)+1和模態(tài)+2的方向圖進(jìn)行仿真, 天線陣列到觀測平面的距離是10倍波長, 通過HFSS得到圖12～圖14 所示的結(jié)果。

(a) 3D遠(yuǎn)場方向圖

根據(jù)圖12、 圖13結(jié)果得知, 模態(tài)+1、 模態(tài)+2方向圖呈現(xiàn)出中心凹陷的圓環(huán)結(jié)構(gòu), 主瓣輻射均勻, 波束效果較好, 輻射性能良好。 通過圖14 相位分布圖可以看出多模態(tài)渦旋天線陣列能較好地生成模態(tài)+1、 模態(tài)+2渦旋電磁波, 由于存在一定的電磁干擾, 模態(tài)+2渦旋電磁波存在一定的偏差, 但不影響該渦旋波的主要模態(tài)是+2。 總的來說, 本文設(shè)計的結(jié)構(gòu)可以較好地單獨實現(xiàn)模態(tài)+1、 模態(tài)+2渦旋電磁波的生成。

(a) 3D遠(yuǎn)場方向圖

圖14 混合模態(tài)渦旋天線陣列的相位分布圖Fig.14 Phase distribution diagram of multi-mode vortex antenna array

4 測試結(jié)果

4.1 暗室測試

對上述天線陣列進(jìn)行暗室測試, 分別開展遠(yuǎn)場方向圖測試和近場1 m×1 m平面掃描測試, 其中近場掃描時天線陣列距測試探頭的距離為0.95 m, 掃描的點數(shù)為81×81點, 見圖15。

(a) 遠(yuǎn)場測試圖

首先, 對天線陣列進(jìn)行S參數(shù)的測試驗證, 因為采用帶狀線構(gòu)型的饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計, 其饋電網(wǎng)絡(luò)輸入端口隔離度大于40 dB, 見圖16 所示。

圖16 饋電網(wǎng)絡(luò)端口隔離度測試Fig.16 Feeder network port isolation test

其次, 驗證兩種模態(tài)下的反射系數(shù), 其結(jié)果見圖17 所示。

(a) 模態(tài)+1的S參數(shù)

由圖17 可見, 陣列在4.2 GHz～4.3 GHz, +1模態(tài)的反射系數(shù)均在-20 dB以下, +2模態(tài)的反射系數(shù)均在-15 dB以下, 因此, 所設(shè)計的陣列可保證能量大部分均輻射出去。

模態(tài)+1和+2的遠(yuǎn)場方向圖見圖18, 可以看到在4.2 GHz的最大增益方向上模態(tài)+1, +2發(fā)散角分別為-26° ～ 26°, -34°～36°, 主瓣輻射均勻, 波束效果較好, 而四周的能量比較高, 滿足渦旋波的工作特點。

(a) 模態(tài)+1二維方向圖

模態(tài)+1和+2的近場測試結(jié)果見圖19, 掃描探頭在方位角變化一周內(nèi)其相位變化360°, 對應(yīng)產(chǎn)生模態(tài)+1, +2的渦旋電磁波, 且產(chǎn)生的模態(tài)+1, +2的渦旋波相位分布良好。

(a) 模態(tài)+1相位分布

4.2 收發(fā)系統(tǒng)測試

在實驗室環(huán)境下, 使用一臺軟件無線電作為發(fā)射機(jī), 產(chǎn)生2路PCM-BPSK調(diào)制數(shù)傳信號, 中心頻率均為4.25 GHz, 數(shù)據(jù)速率為2.048 Mbps, 輸出信號功率為-10 dBm, 取一塊混合模態(tài)天線陣列作為發(fā)射天線, 將軟件無線電輸出的兩路信號分別送給發(fā)射天線陣列+1, +2模態(tài)饋電端口; 使用另一臺軟件無線電平臺作為接收機(jī), 根據(jù)發(fā)射機(jī)參數(shù)配置接收解調(diào)參數(shù), 取另一塊混合模態(tài)天線陣列作為接收天線, 將兩個模態(tài)饋電端口和軟件無線電平臺的輸入端口連接; 接收天線與發(fā)射天線二者正對, 間距2.5 m, 測試環(huán)境見圖20, 接收天線各端口功率電平矩陣見表2, 測試軟件結(jié)果見圖21, 此時正進(jìn)行模態(tài)+2收發(fā), 圖中紅框可以看出, 模態(tài)+2信號接收功率為-56 dBm, 且可以正確接收解復(fù)用, 誤碼率Pe(bit error probability)和丟幀率為0, 而+1模態(tài)接收信號功率為-78 dBm, 處于未鎖定狀態(tài)。

表2 接收天線電平矩陣Tab.2 Receive antenna level matrix dBm

圖20 無線收發(fā)測試環(huán)境Fig.20 Wireless transceiver test environment

圖21 測試軟件結(jié)果Fig.21 Test software results

收發(fā)系統(tǒng)測試結(jié)果表明, 各模態(tài)端口可正確識別出對應(yīng)模態(tài), 輸出信號電平顯著高于其他模態(tài), 模態(tài)間隔離度大于20 dB, 表明該天線陣列模態(tài)隔離度好, 可以實現(xiàn)混合模態(tài)渦旋波無線通信收發(fā)。

5 結(jié) 論

本文基于渦旋電磁波模態(tài)正交特性, 結(jié)合帶狀線結(jié)構(gòu)設(shè)計了一款疊層、 抗干擾、 小型化混合模態(tài)渦旋電磁波天線陣列。 通過將+1, +2模態(tài)陣元分別置于不同層; 其次, 基于帶狀線特性設(shè)計1分4, 1分8疊層抗干擾饋電網(wǎng)絡(luò), 降低了電磁泄露、 饋電網(wǎng)絡(luò)之間干擾, 從而提升了天線陣列模態(tài)隔離度; 最后, 對整個天線陣列進(jìn)行近、 遠(yuǎn)場測試, 搭建無線收發(fā)鏈路測試環(huán)境, 進(jìn)行模態(tài)間傳輸性能和誤碼率測試, 驗證了該天線陣列可以正確傳輸不同模態(tài)渦旋波并能正確解復(fù)用的特性。

本文設(shè)計的混合模態(tài)天線陣列, 在同樣的空間范圍內(nèi)產(chǎn)生兩種渦旋電磁波, 大大減少了工作量, 節(jié)約了天線占用空間, 實現(xiàn)了天線小型化的目標(biāo), 在航天、 軍事領(lǐng)域都具有一定的優(yōu)勢和發(fā)展?jié)摿Α?/p>