張晉鉑，胡亮，李奇，陳建平，吳龜靈

（上海交通大學(xué) 電子信息與電氣工程學(xué)院 區(qū)域光纖通信網(wǎng)與新型光通信系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 上海 200240）

0 引言

時(shí)間和頻率作為基本物理量，是諸多應(yīng)用領(lǐng)域的研究基礎(chǔ)，例如基礎(chǔ)物理學(xué)驗(yàn)證、基于時(shí)鐘的大地測(cè)量、定位和導(dǎo)航等領(lǐng)域［1-4］。光纖憑借其損耗低、帶寬大、抗電磁干擾強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，成為了高穩(wěn)定時(shí)頻傳遞理想介質(zhì)的選擇。目前主流頻率傳遞方案可大致分為光學(xué)頻率、光頻梳以及射頻傳遞三種［5-9］。然而，絕大多數(shù)現(xiàn)有的時(shí)間頻率傳遞系統(tǒng)只能保證在系統(tǒng)運(yùn)行的過程中相位差恒定，而忽略了當(dāng)系統(tǒng)重啟或改變了系統(tǒng)鏈路長度時(shí)，在重新鎖定后有可能會(huì)發(fā)生的相位差變化。這種情況無法滿足某些相干應(yīng)用的需要，比如分布式相控陣?yán)走_(dá)、射電望遠(yuǎn)鏡陣列等。這些應(yīng)用不僅需要在運(yùn)行過程中具有穩(wěn)定的相位差，而且要求多次重啟后相位差的值不發(fā)生改變［10-13］，可以在不同站點(diǎn)之間提供同頻同相的參考信號(hào)，實(shí)現(xiàn)更有效的相干處理［14-16］。

2020 年SI Hongwei 等提出了一種光纖絕對(duì)相位傳遞方案［17］。該方案基于相位共軛的補(bǔ)償方法，多次重啟的情況下相位波動(dòng)占一個(gè)周期的2%。但是該方案采用多級(jí)電路混頻，會(huì)引入額外的噪聲。2021 年，WU Rui 提出了一種基于時(shí)間測(cè)量的絕對(duì)相位傳遞方案，使用往返的時(shí)間差對(duì)頻率信號(hào)進(jìn)行校準(zhǔn)，從而消除相位周期模糊度，使得相位波動(dòng)占一個(gè)完整周期的1%［18］。但是其采用了波分復(fù)用的方案進(jìn)行傳遞，時(shí)間信號(hào)與頻率信號(hào)使用不同的光波長進(jìn)行傳輸，這會(huì)導(dǎo)致傳輸信號(hào)時(shí)延出現(xiàn)差異，使得時(shí)間信號(hào)測(cè)量得到的鏈路時(shí)延不能準(zhǔn)確反映出頻率信號(hào)通過的時(shí)延，需要對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行復(fù)雜的標(biāo)定。

本文提出一種基于可調(diào)光延遲線的光纖微波頻率絕對(duì)相位傳遞方案。該方案充分利用時(shí)間信號(hào)的往返傳輸延時(shí)來確定頻率信號(hào)相位的整數(shù)個(gè)周期，結(jié)合對(duì)微波頻率的高精度相位測(cè)量，在系統(tǒng)多次關(guān)機(jī)重啟的情況下，能夠在遠(yuǎn)端獲得與本地端信號(hào)相位差固定的微波頻率信號(hào)。由于方案采用窄帶的聲表面波濾波器的輸出信號(hào)［19-20］作為時(shí)間測(cè)量信號(hào)，可以通過頻分復(fù)用方式將時(shí)間信號(hào)與微波頻率信號(hào)耦合在同一個(gè)波長信道中進(jìn)行傳輸，從而避免了在不同波長傳輸引入的時(shí)延差等問題。相較于其它時(shí)間頻率同傳方式［21-23］，該方案系統(tǒng)更加簡單，無需采用多種調(diào)制方式，也不直接對(duì)1PPS 信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，采用窄帶濾波器即可將時(shí)間信號(hào)與微波頻率信號(hào)分離使其互不影響。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，當(dāng)系統(tǒng)經(jīng)歷多次重啟，相位差的波動(dòng)在0.008 rad 左右，約占一個(gè)周期的0.15%，可保證較高的相位一致性。

1 基本原理

1.1 時(shí)間信號(hào)的獲得以及鏈路時(shí)延的測(cè)量原理

通過使用聲表面波濾波器的輸出信號(hào)作為時(shí)間信號(hào)計(jì)算得到鏈路時(shí)延，其原理如圖1。首先在預(yù)處理階段使用雪崩三極管將1PPS 信號(hào)轉(zhuǎn)化為脈沖信號(hào)，其電路如圖2。

圖1 時(shí)間信號(hào)產(chǎn)生及測(cè)量原理Fig. 1 Time signal generation and measurement principle

圖2 雪崩三極管脈沖產(chǎn)生電路圖Fig. 2 Circuit diagram of pulse generation using avalanche triode

在輸入端，電容C1與電阻R1構(gòu)成了一個(gè)RC 微分電路。在沒有觸發(fā)脈沖時(shí)，雪崩三極管沒有正向偏壓同時(shí)保持截止?fàn)顟B(tài)，此時(shí)電源VCC 通過集電極電阻RC對(duì)電容CL進(jìn)行充電使CL的電壓等于VCC 的電壓，達(dá)到雪崩臨界狀態(tài)。當(dāng)輸入端輸入一個(gè)方波信號(hào)，經(jīng)過RC 電路后觸發(fā)的電流到達(dá)基極，使三極管基極電流發(fā)生改變，三極管發(fā)生雪崩擊穿效應(yīng)產(chǎn)生突然增加的雪崩電流，儲(chǔ)能電容CL通過負(fù)載電阻RL進(jìn)行放電。CL儲(chǔ)存的電荷有限，在大的雪崩電流的作用下會(huì)形成一個(gè)峰值較大，寬度較小的窄脈沖信號(hào)。由于雪崩三極管內(nèi)部電感作用，放大電流逐漸提高到峰值形成窄脈沖前端，電容上電荷逐漸放電，電流由峰值逐漸減小形成窄脈沖的后端，這樣負(fù)載電阻RL則會(huì)在每一次觸發(fā)脈沖作用下形成窄脈沖信號(hào)［24］。

得到脈沖信號(hào)后使用聲表面帶通濾波器后的信號(hào)作為時(shí)間參考信號(hào)。聲表面波濾波器的主要作用是將輸入的脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)化為窄頻帶外高度抑制的信號(hào)。理想的帶通濾波器沖激響應(yīng)在頻域上表現(xiàn)為通帶內(nèi)為常數(shù)而通帶外為0，忽略幅值可以表示為

式中，B為濾波器的帶寬，rect()為矩形窗函數(shù)。根據(jù)傅里葉變換可得其在時(shí)域上為

最終得到的時(shí)間信號(hào)時(shí)域和頻域如圖3。由圖可知經(jīng)過聲表面波濾波器得到了一個(gè)時(shí)域上類似抽樣函數(shù)的包絡(luò)信號(hào)，在頻域上表現(xiàn)為窄帶信號(hào)，中心頻率為70.5 MHz，3 dB 帶寬為4 MHz。

圖3 時(shí)間信號(hào)時(shí)域及頻域結(jié)果Fig.3 Frequency domain results and time domain results of time signal

采用廣義互相關(guān)法計(jì)算時(shí)間差，將用于測(cè)量時(shí)延的兩路時(shí)間信號(hào)分別使用模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Analog to Digital Converter， ADC）進(jìn)行采集，采集后的信號(hào)發(fā)送到現(xiàn)場可編程邏輯門陣列（Field Programmable Gate Array， FPGA）中進(jìn)行插值重構(gòu)以提高時(shí)間測(cè)量的精度。使用重構(gòu)后的時(shí)間信號(hào)做互相關(guān)可得

兩路信號(hào)的附加噪聲與重構(gòu)信號(hào)不相關(guān)，而附加噪聲之間只有當(dāng)τ較小時(shí)才部分相關(guān)，隨著τ的增大，附加噪聲的相關(guān)函數(shù)會(huì)減小，當(dāng)其值趨于0 時(shí)?(τ)取得最大值，此時(shí)對(duì)應(yīng)的τ值記為待測(cè)時(shí)延，即

由于互相關(guān)的平均效果，可以消除兩路信號(hào)中的附加噪聲成分，降低系統(tǒng)本底噪聲，提高時(shí)間測(cè)量的精度［20］。

1.2 絕對(duì)相位傳遞原理

相位自校準(zhǔn)的光纖頻率絕對(duì)相位傳遞的原理如圖4。本地端信號(hào)源用于輸出時(shí)間參考信號(hào)（Ts）和頻率基準(zhǔn)信號(hào)（Fs）。不考慮其幅度，頻率基準(zhǔn)信號(hào)可以表示為余弦函數(shù)，記為

圖4 相位自校準(zhǔn)的光纖頻率絕對(duì)相位傳遞原理Fig.4 Schematic of absolute phase of radio frequency transfer on fiber with phase self-calibration

式中，ω0和φ0為待傳遞頻率信號(hào)的角頻率和初始相位。使用功分器將時(shí)間參考信號(hào)與頻率基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行合束后調(diào)制到光上，輸入到波分復(fù)用器（Wavelength Division Multiplexer， WDM）和可調(diào)光延遲線（Optical Delay Line， ODL）后經(jīng)光纖傳輸?shù)竭h(yuǎn)端。在遠(yuǎn)端經(jīng)過另一個(gè)WDM 與光電探測(cè)器后通過帶通濾波器恢復(fù)出時(shí)間信號(hào)（Tr）和頻率信號(hào)（Fr）。Fr可以表示為

式中，tf正向傳輸引入的總延時(shí)，φf為鏈路正向傳輸引入總相位，根據(jù)相位與時(shí)延的關(guān)系有φf=ω0tf。tdf和tlf為光延遲線引入延時(shí)和鏈路正向傳輸引入延時(shí)。在遠(yuǎn)端將恢復(fù)的時(shí)間和頻率信號(hào)合束后調(diào)制到另一波長上，沿相同光纖鏈路發(fā)送回本地端，在本地端恢復(fù)出往返時(shí)間信號(hào)（Trt）和頻率信號(hào)（Frt）。攜帶有鏈路噪聲信息的Frt可以表示為

式中，tb為鏈路中反向傳輸引入的總延時(shí)，φb是鏈路中反向傳輸引入的總相位，φb=ω0tb。tdb和tlb是鏈路中反向傳輸引入的延時(shí)和反向信號(hào)通過光延遲線引入的延時(shí)，這里假設(shè)往返鏈路的正向傳輸時(shí)延等于反向傳輸時(shí)延，即tb=tf，φb=φf。因此往返的時(shí)延（ttrt）和相位（φtrt）可以表示為

在本地端，通過混頻獲得Frt和Fs之間的相位差φtrt。利用Trt和Ts得到往返的鏈路時(shí)延ttrt。由于有相位周期模糊的存在，所以得到的φtrt只是在一個(gè)周期之內(nèi)的相位差。使用所得的相位差作為誤差信號(hào)對(duì)光延遲線進(jìn)行比例-積分-微分（Proportion-Integration-Differentiation， PID）控制，當(dāng)相位補(bǔ)償裝置工作在穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，有如下關(guān)系

將式（12）代入式（6）可知在遠(yuǎn)端恢復(fù)出了相位穩(wěn)定的頻率信號(hào)。

若想重啟之后保證遠(yuǎn)端微波信號(hào)相位保持不變，首先需要選取未重啟時(shí)的往返相位差為基準(zhǔn)，記為φre，在系統(tǒng)多次重啟之后，期望每一次重啟有如下關(guān)系成立

此時(shí)，φf可表示為

要實(shí)現(xiàn)上述功能，首先需要選擇未重啟時(shí)的往返時(shí)延作為參考基準(zhǔn)，記為tre，當(dāng)ttrt=tre時(shí)，φtrt=φre，此時(shí)。當(dāng)系統(tǒng)多次重啟后，若是往返時(shí)延和基準(zhǔn)時(shí)延的差（Δtrt）為偶數(shù)個(gè)頻率信號(hào)周期，即滿足

式中，T0為頻率信號(hào)的周期，m為整數(shù)，且，此時(shí)，意味著在一個(gè)相對(duì)周期內(nèi)，無需調(diào)整。若是往返時(shí)延與基準(zhǔn)時(shí)延的差是奇數(shù)個(gè)頻率信號(hào)的周期，即Δtrt滿足

式中，m仍為整數(shù)。此時(shí)需要控制光延遲線改變鏈路時(shí)延直到Δtrt滿足式（15），可以得到

式中，φre是選定的參考基準(zhǔn)，與鏈路無關(guān)且不會(huì)發(fā)生改變。這樣就實(shí)現(xiàn)了絕對(duì)相位傳遞。

2 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)搭建

根據(jù)圖4 實(shí)驗(yàn)原理圖搭建實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)。待傳遞的頻率信號(hào)為使用微波源（Rigol Inc， DSG830）產(chǎn)生的1 GHz 的信號(hào)，同時(shí)將微波源的參考10 MHz 信號(hào)作為整個(gè)系統(tǒng)的頻率參考。聲表面波濾波器輸出的窄帶信號(hào)作為時(shí)間信號(hào)。將頻率基準(zhǔn)信號(hào)和時(shí)間參考信號(hào)使用功分器耦合之后，由調(diào)制到電吸收調(diào)制器的分布式反饋（Distributed-feedback， DFB）激光器（波長為λ1=1 551.72 nm，線寬為10 kHz，一天內(nèi)波長漂移小于2 pm）進(jìn)行光纖鏈路傳輸。光信號(hào)通過WDM 以及 ODL 后進(jìn)入光纖鏈路傳輸?shù)竭h(yuǎn)端，在遠(yuǎn)端通過另一個(gè)WDM 后由光電探測(cè)器（Photodetector， PD）將時(shí)間信號(hào)和頻率信號(hào)解調(diào)出來，然后分別使用中心頻率為1 GHz、帶寬為70 MHz 和中心頻率為70 MHz、帶寬為10 MHz 的兩個(gè)帶通濾波器進(jìn)行濾波，分別得到所接收的時(shí)間信號(hào)和頻率信號(hào)。同樣地，將恢復(fù)出的時(shí)間信號(hào)和頻率信號(hào)使用功分器耦合后加載到另一個(gè)內(nèi)調(diào)制的DFB 激光器（波長為λ2=1 550.12 nm）上進(jìn)行光纖反向傳輸。在本地端使用同樣的方式將時(shí)間信號(hào)以及頻率信號(hào)恢復(fù)后，使用ADC 采集回傳的時(shí)間信號(hào)和本地時(shí)間基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行計(jì)算得到鏈路往返時(shí)延。同時(shí)利用回傳的頻率信號(hào)和本地頻率基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行混頻低通濾波后得到誤差信號(hào)，根據(jù)得到的誤差信號(hào)驅(qū)動(dòng)單片機(jī)控制光延遲線（補(bǔ)償速度）對(duì)鏈路進(jìn)行補(bǔ)償。

3 結(jié)果與分析

由圖3 可得，時(shí)間信號(hào)是一個(gè)中心頻率為70.5 MHz，3 dB 帶寬為4 MHz 的窄帶信號(hào)，其中心頻率與頻率信號(hào)的頻率并無倍數(shù)關(guān)系，所以理論上不會(huì)影響頻率信號(hào)的傳遞。為了對(duì)其進(jìn)行驗(yàn)證，在10 km 鏈路上對(duì)有無時(shí)間信號(hào)的情況進(jìn)行頻率傳輸性能測(cè)試，所得結(jié)果如圖5。有時(shí)間信號(hào)時(shí)，頻率穩(wěn)定度為4.95×10-14@1 s，3.21×10-17@10 000 s，之后使本地端產(chǎn)生時(shí)間信號(hào)的源停止工作，測(cè)得無時(shí)間信號(hào)時(shí)頻率穩(wěn)定度為4.01×10-14@1 s，2.16×10-17@10 000 s?？梢钥闯鰰r(shí)間信號(hào)并不會(huì)影響微波頻率信號(hào)傳遞的性能。

圖5 有無時(shí)間信號(hào)時(shí)頻率傳遞性能測(cè)試結(jié)果Fig.5 Frequency transmission performance test results with or without time signal

實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，在60 km 光纖鏈路上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。首先控制ODL 使系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，根據(jù)本地端和遠(yuǎn)端的數(shù)據(jù)計(jì)算相對(duì)頻率穩(wěn)定度，結(jié)果如圖6。實(shí)驗(yàn)采用1 GHz 的微波信號(hào)，經(jīng)過測(cè)試相位的均值為0.793 rad，在10 000 s 的時(shí)間內(nèi)測(cè)得的相位變化為0.005 rad，系統(tǒng)的頻率穩(wěn)定度優(yōu)于4×10-14@1 s，5×10-17@10 000 s。與未補(bǔ)償時(shí)的鏈路相比，萬秒穩(wěn)提升了兩個(gè)數(shù)量級(jí)。以上結(jié)果證明系統(tǒng)具有較好的補(bǔ)償效果。

圖6 60 km 光纖鏈路頻率穩(wěn)定度測(cè)試結(jié)果Fig. 6 Frequency stability test results of 60 km optical fiber links

同時(shí)，當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定工作時(shí)也可以在遠(yuǎn)端恢復(fù)出穩(wěn)定的時(shí)間信號(hào)，圖7 給出了穩(wěn)定前后時(shí)間測(cè)量的結(jié)果。相較鏈路未穩(wěn)定時(shí)，穩(wěn)定后的鏈路測(cè)量所得時(shí)間穩(wěn)定度在長穩(wěn)方面有著明顯改善，可達(dá)10 ps@1 s，0.3 ps@10 000 s。

圖7 60 km 光纖鏈路時(shí)延測(cè)量結(jié)果Fig.7 Delay measurement results of 60 km optical links

接著測(cè)試了在系統(tǒng)多次關(guān)機(jī)重啟的情況下，光纖絕對(duì)相位傳遞系統(tǒng)能否得到可重復(fù)的相位差。首先，采用往返時(shí)延來判斷是否需要進(jìn)行校準(zhǔn)，并將第一次測(cè)量得到的鏈路時(shí)延作為參考基準(zhǔn)。由于直接測(cè)量的鏈路時(shí)延包含了系統(tǒng)本身的時(shí)延，所以要先進(jìn)行背靠背標(biāo)定，即使用一段短光纖連接主從兩端測(cè)量往返時(shí)延，在之后的計(jì)算中將其扣除以得到鏈路帶來的往返時(shí)延。經(jīng)過多次測(cè)量取平均值可獲得系統(tǒng)本身時(shí)延為671.483 ns。接下來，多次進(jìn)行重啟，每次重啟等待鏈路穩(wěn)定后重新測(cè)量此時(shí)的往返時(shí)延并與基準(zhǔn)進(jìn)行比較，若是結(jié)果相差1 000 ps，則由第一節(jié)的原理可知遠(yuǎn)端與本地端信號(hào)相位相差半個(gè)周期，此時(shí)需要控制光延遲線延遲半個(gè)周期即500 ps；若是相差偶數(shù)個(gè)周期則無需進(jìn)行操作。經(jīng)過多次重啟后的結(jié)果如圖8。

圖8 60 km 鏈路時(shí)延測(cè)試結(jié)果以及絕對(duì)相位傳輸結(jié)果Fig. 8 Delay test results and absolute phase transmission results of 60 km link

由于本文采用波分復(fù)用的方式進(jìn)行雙向傳輸，前后傳輸?shù)牟ㄩL不一致導(dǎo)致雙向傳輸不對(duì)稱性，需要對(duì)波長不一致性進(jìn)行校準(zhǔn)。不對(duì)稱性帶來的雙向時(shí)延差可表示為

式中，D是色散系數(shù)，其值為17 ps/（km·nm），L為光纖長度，Δλ為前后向傳輸光信號(hào)波長差，利用波長計(jì)測(cè)得前后向傳輸?shù)墓獠ㄩL差為1.556 nm，從而計(jì)算出鏈路前后向時(shí)延差值為1 587.12 ps。

相比于時(shí)間的測(cè)量，微波頻率相位的測(cè)量更為精確，所以可以通過頻率及式（19）對(duì)時(shí)間測(cè)量進(jìn)行更精確的標(biāo)定，可表示為

式中，τ為根據(jù)頻率計(jì)算得到的時(shí)延，Δφ為測(cè)量得到的相位差，f0為待傳輸頻率信號(hào)的頻率，本文中信號(hào)頻率為1 GHz。以時(shí)間信號(hào)測(cè)量所得結(jié)果確定整數(shù)周期，同時(shí)以頻率測(cè)量結(jié)果確定更精確的時(shí)間記為τ，結(jié)果如表1。

表1 測(cè)量得到的往返時(shí)延以及標(biāo)定后結(jié)果Table 1 The measured round-trip time delay and the calibration results

如表1 所示，未重啟時(shí)測(cè)得的鏈路往返時(shí)延均值為595 054 101 ps，扣除系統(tǒng)本身時(shí)延以及消除波長不對(duì)稱性所帶來的影響后，可以得到單向的鏈路時(shí)延為297 190 515 ps，第一次重啟后測(cè)得的往返時(shí)延均值為595 056 107 ps，與基準(zhǔn)相比相差2 006 ps。同時(shí)計(jì)算得到的單向時(shí)延與基準(zhǔn)相比相差1 003 s。若時(shí)間只考慮整數(shù)周期，則第一次重啟后往返時(shí)延與基準(zhǔn)之間相差兩個(gè)周期，遠(yuǎn)端得到的信號(hào)與基準(zhǔn)相差一個(gè)周期，這種情況下可認(rèn)為第一次重啟得到的相位差與基準(zhǔn)是相同的。同理，第二次重啟后所得往返時(shí)延為595 055 103 ps，與基準(zhǔn)相差一個(gè)周期，同時(shí)在遠(yuǎn)端得到的信號(hào)與基準(zhǔn)相差半個(gè)周期，故此時(shí)需要控制光延遲線使得延時(shí)增大或者減小500 ps。之后再次測(cè)量往返時(shí)延，直到與基準(zhǔn)相差偶數(shù)個(gè)周期，此時(shí)調(diào)整完畢。最終調(diào)整后結(jié)果如圖9。圖9（a）和（b）展示了第一次和第五次重啟調(diào)整后的結(jié)果，圖9（c）展示了經(jīng)過多次重啟之后最終穩(wěn)定時(shí)相位均值的情況。最終多次重啟后相位差鎖定在0.792 rad 附近，抖動(dòng)為0.008 rad，而文獻(xiàn)［14］中方案以及文獻(xiàn)［17］中方案在多次關(guān)機(jī)重啟后相位差抖動(dòng)分別為0.006 6 rad 以及0.006 rad，與本文結(jié)果相差不大，充分說明絕對(duì)相位傳遞系統(tǒng)的良好穩(wěn)定效果。

圖9 調(diào)整后的時(shí)延以及最終得到的多次重啟后的相位差Fig.9 The adjusted delay and the final phase difference after multiple restarts

4 結(jié)論

本文提出了一種光纖絕對(duì)相位傳遞技術(shù)，利用往返與本地的頻率信號(hào)混頻濾波后作為誤差信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償，同時(shí)將時(shí)間信號(hào)與頻率信號(hào)使用同一波長進(jìn)行傳輸，避免了因波長不同而導(dǎo)致傳輸時(shí)延不同的問題。此外，利用測(cè)量精度較高的微波頻率相位來對(duì)時(shí)間測(cè)量結(jié)果進(jìn)行校準(zhǔn)，提高了測(cè)量精度，實(shí)現(xiàn)了光纖鏈路上本地端與遠(yuǎn)端可重復(fù)的相位差，經(jīng)60 km 光纖鏈路傳遞后系統(tǒng)獲得了優(yōu)于4×10-14@1 s，5×10-17@10 000 s 的頻率穩(wěn)定度。鏈路穩(wěn)定后，測(cè)得時(shí)間傳遞的穩(wěn)定度為10 ps@1 s，0.3 ps@10 000 s，表明該方案具有較好的鏈路補(bǔ)償效果。當(dāng)系統(tǒng)多次重啟后，遠(yuǎn)端與本地端的相位差均值的波動(dòng)在0.008 rad 之內(nèi)，約占一個(gè)周期的0.15%。