葉 鵬,官 濤
(中國電子科技集團(tuán)有限公司第二十九研究所,成都 611730)
步進(jìn)電動機是一種將電脈沖信號轉(zhuǎn)換成角位移的執(zhí)行元件,其位移與輸入的脈沖數(shù)成正比,無累計誤差,并依靠電磁力鎖定電機軸。步進(jìn)電動機在開環(huán)控制方式下也能獲得較高精度,它大量應(yīng)用在中低端伺服控制領(lǐng)域的輕負(fù)載場合,如打印機、小型雷達(dá)轉(zhuǎn)臺等。同時,步進(jìn)電動機相比于無刷直流電機,具有機械結(jié)構(gòu)簡單可靠、控制算法簡單的特點,因此在高可靠性的航天領(lǐng)域也廣泛應(yīng)用,如衛(wèi)星天線的指向機構(gòu)等[1]。
目前,步進(jìn)電動機的控制技術(shù)以細(xì)分驅(qū)動恒流斬波為主,細(xì)分驅(qū)動技術(shù)可以提高步進(jìn)角度分辨率、減小振動、改善低頻特性[2]。文獻(xiàn)[3-6]對該方法進(jìn)行了深入研究,但很少涉及恒流斬波時電流的衰減模式對步進(jìn)電動機控制的影響。本文利用Simulink軟件搭建二相混合式步進(jìn)電動機的驅(qū)動控制模型,研究不同衰減模式對步進(jìn)電動機的驅(qū)動電流紋波的影響。
二相混合式步進(jìn)電動機電壓平衡方程(忽略各相繞組的互感現(xiàn)象)[6]:
(1)
式中:Ua、Ub分別是步進(jìn)電動機的二相電壓;ia、ib分別為二相電流;R為電機繞組電阻;L為電機繞組電感;Km為反電動勢系數(shù);ω為電機轉(zhuǎn)速;θ為旋轉(zhuǎn)角度;Nr為轉(zhuǎn)子齒數(shù)。
步進(jìn)電動機轉(zhuǎn)矩方程[7]:
(2)
電機轉(zhuǎn)速與角度關(guān)系:
(3)
細(xì)分驅(qū)動技術(shù)是將步進(jìn)電動機的一個步距角細(xì)分成若干步,通過對電流的控制使電機的合成磁場大小不變,均勻旋轉(zhuǎn),從而保持電磁轉(zhuǎn)矩穩(wěn)定。二相步進(jìn)機的兩相電流與轉(zhuǎn)子位置之間的關(guān)系滿足下式[8]:
(4)
細(xì)分后電機A、B相繞組的電流如圖1所示。
圖1 16細(xì)分參考電流曲線
圖2 H橋電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
細(xì)分控制通常使用恒流斬波的方式實現(xiàn),通過控制H驅(qū)動橋的通斷,調(diào)整流過電機線圈的電流。對于一個全橋電路如圖2(a)所示,電機繞組正常供電時,電流從母線正極經(jīng)A半橋的高側(cè)開關(guān)管、電機繞組和B半橋的低側(cè)開關(guān)管回流至母線負(fù)極,形成回路。當(dāng)流經(jīng)繞組的電流達(dá)到細(xì)分電流的閾值時關(guān)閉開關(guān)管,由于電機繞組是感性負(fù)載,當(dāng)禁用H橋或施加了反相電壓極性,電流需要保持原方向的流動,開關(guān)管通常是并聯(lián)的體二極管,提供電流通路,因此使用開關(guān)管的導(dǎo)通電阻作為電流衰減的安全路徑更為有效。從H橋電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可知,具有兩條通路可以提供電流衰減路徑。如圖2(b)所示,關(guān)閉H橋的兩個高側(cè)開關(guān),打開兩個低側(cè)開關(guān),這種模式稱之為慢速衰減;如圖2(c)所示,打開對側(cè)的開關(guān)管,這種模式稱之為快速衰減。在快速衰減模式下,當(dāng)電流衰減至零時,要及時關(guān)閉高側(cè)開關(guān),避免電流反向流動。在電流衰減過程中通過控制開關(guān)管,使電流先快速衰減,然后再慢速衰減,這種模式稱為混合衰減。
利用Simulink軟件,通過仿真研究不同衰減模式對步進(jìn)電動機驅(qū)動電流的影響。利用Stateflow和Simscape工具箱搭建如圖3所示的步進(jìn)電動機驅(qū)動模型。模型由步進(jìn)脈沖發(fā)生器、環(huán)形脈沖計數(shù)模塊、驅(qū)動橋控制模塊、驅(qū)動及電機模塊組成。仿真參數(shù)如表1所示。
圖3 仿真模型總體結(jié)構(gòu)
表1 仿真模型參數(shù)
環(huán)形計數(shù)模塊主要實現(xiàn)16細(xì)分步進(jìn)計數(shù),并根據(jù)正余弦函數(shù),生成相應(yīng)微分步的A、B兩相電流參考值,并送給驅(qū)動橋控制模塊。
驅(qū)動橋控制模塊,通過利用Stateflow的狀態(tài)機實現(xiàn)對H驅(qū)動橋的恒流斬波控制。其原理如下:通過采集電機繞組的兩相電流,將其與環(huán)形計數(shù)模塊輸出的電流參考值進(jìn)行比較,當(dāng)實際相電流小于參考電流時未觸發(fā)電流門限(Itrip=1),則打開驅(qū)動橋,直到實際相電流大于參考值時觸發(fā)電流門限(Itrip=1),此時關(guān)閉電橋。具體的邏輯狀態(tài)轉(zhuǎn)移見圖4所示。其中消隱狀態(tài)與驅(qū)動狀態(tài)均為電橋正常導(dǎo)通狀態(tài),消隱狀態(tài)是為了避免開關(guān)管打開時的電流噪聲,等待1 μs,進(jìn)入驅(qū)動狀態(tài)后開始比較繞組實際電流與參考電流,繞組電流達(dá)到設(shè)定的參考閾值時,H橋進(jìn)入關(guān)斷狀態(tài)??焖偎p與慢速衰減狀態(tài)為H橋關(guān)斷狀態(tài),提供電流再循環(huán)的回路,仿真中關(guān)斷狀態(tài)時間固定,通過分配快速衰減和慢速衰減的時間占比,實現(xiàn)不同衰減模式的驅(qū)動仿真。
圖4 驅(qū)動橋控制模型狀態(tài)機
驅(qū)動及電機模塊利用Simscape工具箱中的IGBT元件搭建2個H全橋驅(qū)動電路,并驅(qū)動步進(jìn)電動機,模型如圖5所示。
圖5 驅(qū)動及電機模型
仿真中將快速衰減模式的時間占比設(shè)置為0,即在H橋關(guān)斷期間全部使用慢速衰減,得到的仿真結(jié)果如圖6所示。從圖6可知,慢速衰減模式下,電流在下降階段無法很好地跟隨給定的正余弦電流參考值。這是由于慢速衰減模式下電流下降較慢,造成電流在下降階段出現(xiàn)畸變,這種失真容易造成電機的振動和轉(zhuǎn)矩的不平順性。
圖6 慢速衰減電流波形
圖7顯示了在慢速衰減模式下細(xì)分階段電流的紋波,紋波大小在0.007 A左右。
圖7 慢速衰減A相電流紋波
仿真中將快速衰減模式的時間占比設(shè)置為100%,即在H橋關(guān)斷期間全部使用快速衰減模式,得到的電流波形如圖8所示,電流紋波如圖9所示。從圖8、圖9可知,快速衰減模式下,電流雖然可以跟隨正弦參考值,但是電流的紋波顯著增大,在0.06 A左右,比慢速衰減的紋波增大了一個數(shù)量級,較大的紋波會產(chǎn)生較高的電磁噪聲,不適用于電磁敏感的場合。
圖8 快速衰減電流波形
圖9 快速衰減A相電流紋波
仿真中將快速衰減模式的時間占比設(shè)置為30%,在H橋關(guān)斷器件先進(jìn)行3 μs快速衰減,再進(jìn)行7 μs慢速衰減,得到結(jié)果如圖10、圖11所示。圖11中的電流紋波明顯展示了混合衰減模式下的電流變化情況,電流上升是打開H橋的驅(qū)動狀態(tài),達(dá)到電流參考閾值之后,進(jìn)入關(guān)斷狀態(tài),電流開始衰減,先進(jìn)行快速衰減,再進(jìn)行慢速衰減??焖偎p模式下電流的下降斜率明顯大于慢速衰減模式下電流的下降斜率。從圖10可知,在30%的混合衰減模式下,電流可以較好地跟隨正弦參考值,電流紋波也較小,在0.02 A左右。
圖10 30%混合衰減電流波形
圖11 30%混合衰減A相電流紋波
本文對步進(jìn)電動機驅(qū)動器的電流衰減原理進(jìn)行分析,通過電流衰減控制策略的實現(xiàn)方法,搭建了Simulink仿真模型,仿真結(jié)果表明,利用混合衰減模式不僅可以實現(xiàn)電機繞組電流穩(wěn)定跟隨正弦參考值,而且相對于快速衰減模式,可以獲得較小的電流紋波?;旌纤p對步進(jìn)電動機的微步驅(qū)動有重要的意義,使步進(jìn)電動機運行更加平穩(wěn),減少了振動以及電磁輻射。