孟慶安，樊紅英，薛亮平，蔣澤偉，張 浩，王 詢

(西南技術(shù)物理研究所，成都 610041)

引 言

激光目標回波模擬器是激光導(dǎo)引頭的重要測試設(shè)備[1-2]。自1978年美國陸軍導(dǎo)彈司令部研究發(fā)展和工程中心利用激光目標回波模擬器開展激光導(dǎo)引頭探測靈敏閾值測量起，激光目標回波模擬器輸出激光能量的現(xiàn)場標定就成為了制約激光導(dǎo)引頭參數(shù)計量技術(shù)發(fā)展的瓶頸[3-5]。激光目標回波模擬器輸出脈沖激光的能量低至10fJ，而目前激光能量計最小可測量能量為皮焦級，無法對激光目標回波模擬器輸出脈沖激光的能量進行直接測量，導(dǎo)致激光導(dǎo)引頭探測靈敏閾值的量值溯源路徑不完備，量值難以統(tǒng)一[6-9]。根據(jù)激光能量測量原理分析，造成激光能量測量設(shè)備無法實現(xiàn)飛焦級脈沖激光能量準確測量的主要原因是激光能量測量設(shè)備噪聲過大，難以準確探測到峰值功率僅為1μW的激光脈沖，同時，噪聲信號造成的積分誤差過大，難以保證能量值測量的正確性[10-12]。針對以上問題，通過優(yōu)化光電探測電路參數(shù)，抑制噪聲水平，降低測量裝置的最小可探測功率，同時，改進積分電路結(jié)構(gòu)、降低噪聲造成的積分誤差是實現(xiàn)飛焦級脈沖激光能量準確測量行之有效的方法之一。根據(jù)上述分析，本文作者采用電路原理分析與數(shù)值仿真相結(jié)合的方法，通過開展光電探測電路參數(shù)優(yōu)化設(shè)計和積分電路結(jié)構(gòu)設(shè)計，研制激光目標回波模擬器能量標定裝置，實現(xiàn)對能量為10fJ～1pJ脈沖激光能量的準確測量，以滿足激光目標回波模擬器輸出激光能量現(xiàn)場測試校準的需求，為激光導(dǎo)引頭的科研生產(chǎn)提供計量保障。

1 總體結(jié)構(gòu)設(shè)計

激光目標回波模擬器能量標定裝置基于模擬積分原理進行設(shè)計，由光電探測組件、信號調(diào)理組件、積分組件和測量組件構(gòu)成，其總體結(jié)構(gòu)如圖1所示。

Fig.1 Structure diagram of energy calibration device for laser target echo simulator

激光目標回波模擬器輸出脈沖激光功率的時域分布特性為Pout(t)，光電探測組件的響應(yīng)度為Rm，用于接收激光目標回波模擬器輸出脈沖激光信號，將其轉(zhuǎn)換為電壓信號Vout,p(t)后輸入至信號調(diào)理組件；信號調(diào)理組件通過增益為β的主放大電路將信號Vout,p(t)幅值調(diào)整至合理的幅值區(qū)間，輸出信號Vout,m(t)至積分組件進行模擬積分。其中下標p表示前置放大器，m表示主放大器。

模擬積分的工作原理如下式所示：

(1)

式中，ti為積分時間；τ為模擬積分特性常數(shù)，該常數(shù)與模擬積分電路類型密切相關(guān)，若為電流積分電路，則τ=Ci/g，Ci為積分電容，g為電壓-電流轉(zhuǎn)換系數(shù)，單位為A/V;Eout為輸出電場分布。

在理想情況下，積分組件輸出信號的峰值電壓Vi′與激光目標回波模擬器輸出脈沖激光Eout能量成正比，且比例系數(shù)為常數(shù)。因此，通過測量積分組件輸出信號的峰值電壓Vi′可實現(xiàn)激光目標回波模擬器輸出脈沖激光能量準確測量。

2 組件設(shè)計

2.1 光電探測組件設(shè)計

激光目標回波模擬器能量標定裝置測量裝置采用級聯(lián)式信號放大模式，光電探測組件位于級聯(lián)結(jié)構(gòu)的第1級，其噪聲通過后級放大器的傳遞函數(shù)被放大，將直接決定激光目標回波模擬器能量標定裝置的噪聲特性[13]。因此，光電探測組件的噪聲抑制設(shè)計是激光目標回波模擬器能量標定裝置實現(xiàn)飛焦級脈沖激光能量測量的核心。

本文中光電探測組件采用經(jīng)典跨阻放大結(jié)構(gòu)[14]，其工作原理如圖2所示，主要由光電探測器和跨阻放大器(trans-impedance amplifier，TIA)組成。圖2中，光電探測器可等效為理想光電探測器D和結(jié)電容Cd；光電探測組件噪聲信號可等效為光電探測器輸入噪聲電流i和跨阻放大器輸入噪聲電壓e[14-16]。

Fig.2 Principle diagram of photoelectric detection module

輸出信號的頻域特性如下式所示:

Vout(s)=Vs,out(s)+Vn,out(s)=

Pin(s)RdHex(s)+i(s)Hex(s)+e(s)Hin(s)

(2)

式中，Pin(s)為入射光脈沖信號，Rd為光電探測器響應(yīng)度，i(s)為光電探測器輸入噪聲電流，e(s)為跨阻放大器輸入噪聲電壓，s=jω，為復(fù)變量,ω為角速度，單位為rad/s。

Hex(s)為外部輸入信號傳輸函數(shù)，其表達式為：

(3)

式中，反饋零點角頻率ωz=1/[Rf(Cd+Cf)]，反饋極點角頻率ωp=1/(RfCf)，ωc為運算放大器的單位增益交叉頻率，Cd為光電探測器結(jié)電容，Rf為反饋電阻，Cf為反饋電容。

Hin(s)為內(nèi)部噪聲信號傳輸函數(shù)，其表達式為：

(4)

由(2)式可知，光電探測組件輸出信號的噪聲特性由光電探測器暗噪聲和跨阻放大器電壓噪聲共同決定，其幅值不隨著光電探測器響應(yīng)度Rd變化而變化。故在不改變光電探測器響應(yīng)速度的情況下，增大光電探測器響應(yīng)度Rd，可有效抑制光電探測組件輸出噪聲的等效功率，提升光電探測組件的微弱光探測能力。

因此本文中選擇濱松公司生產(chǎn)的APD光電探測器S8890-30，該探測器在波長1064nm激光的激勵下，響應(yīng)度Rd=30A/W ，噪聲等效功率為1pW/Hz1/2，典型輸出噪聲電流為0.015μA，該噪聲電流的等效功率僅為0.5nW。同時，該光電探測器的結(jié)電容為8pF，典型截止頻率為220MHz，可在保證傳輸帶寬的同時獲得最大的電流-電壓轉(zhuǎn)化系數(shù)。

由圖2可知，跨阻放大器的運算放大器、反饋電阻Rf、反饋電容Cf與光電探測器結(jié)電容Cd共同構(gòu)成2階有源低通濾波器，對理想光電探測器輸出信號以及噪聲信號進行低通濾波，本文中將該低通濾波器的截止頻率定義為跨阻放大器截止頻率。由于理想光電探測器輸出信號和噪聲的頻率譜分布特性存在明顯差異，低通濾波器對理想光電探測器輸出信號和噪聲信號特性的影響也不同，光電探測組件輸出信號的信噪比將隨著跨阻放大器截止頻率的變化而變化[17]。

結(jié)合(2)式，以脈沖寬度為20ns的典型脈沖激光為例，采用數(shù)值仿真的方法，對跨阻放大器截止頻率對光電探測組件輸出信號信噪比(signal-to-noise radio,SNR)的影響進行定量分析，其結(jié)果如圖3所示。

Fig.3 Relationship between cut-off frequency and SNR of photoelectric detection components

當激勵激光信號脈寬和峰值功率保持不變時，隨著跨阻放大器截止頻率由1MHz逐漸上升至1GHz,其變化過程中存在且僅存在一個極大值點，當跨阻放大器截止頻率值與該極值點相同時，光電探測組件輸出信號具有最大信噪比。將該極大值點對應(yīng)的頻率值定義為最佳截止頻率。

由圖3所示，光電探測組件的最佳截止頻率為12MHz，結(jié)合(3)式對跨阻放大器的運算放大器A、反饋電阻Rf、反饋電容Cf進行優(yōu)化，保證其截止頻率為12MHz，具體設(shè)計為：反饋電容Cf選用聚四氟乙烯薄膜可調(diào)電容，容值調(diào)節(jié)范圍為7pF～100pF，通過調(diào)整容值將光電探測組件的截止頻率控制在12MHz±1MHz的范圍內(nèi)；反饋電阻阻值Rf=1000Ω，即跨阻放大電路的電流-電壓轉(zhuǎn)換系數(shù)為1000V/A；運算放大器A選用TI公司生產(chǎn)的場效應(yīng)晶體管(field effect transistor，F(xiàn)ET)高速運算放大器OPA656，其單位增益帶寬為500MHz，放大器噪聲電壓為7nV/Hz1/2。

采用上述設(shè)計，光電探測組件在無外界光輸入的測試環(huán)境下，輸出暗噪聲信號經(jīng)過增益值為20dB的主放大器放大后，波形如圖4所示。暗噪聲信號峰峰值為2.08mV，均方根值為542μV。結(jié)合(2)式可計算出光電探測組件的最小可探測功率為6.7nW，其值遠低于被測激光信號功率。

Fig.4 Dark noise waveform of photoelectric detection module

同時，為了評估光電探測組件對微弱脈沖激光的探測能力，如圖5a所示，使用脈沖波形峰值功率為1μW、脈沖寬度為20ns、脈沖能量為20fJ的激光作為激勵光源，全光斑入射至光電探測組件的探測靶面，光電探測組件輸出響應(yīng)波形如圖5b所示，其信號峰值為28mV，信噪比約為34dB。

Fig.5 Output waveform of photoelectric detection module

同時，由于跨阻放大器濾波效應(yīng)，光電探測組件輸出響應(yīng)信號波形較入射激光波形出現(xiàn)了較大的波形畸變，但通過波形采樣和歸一化數(shù)值積分分析，由于波形畸變導(dǎo)致的激光能量測量誤差小于2%，在可接受范圍內(nèi)。

2.2 積分組件設(shè)計

結(jié)合積分電路基本原理，積分組件采用基于跨導(dǎo)放大器的電流積分結(jié)構(gòu)，由電壓-電流轉(zhuǎn)化系數(shù)為g的跨導(dǎo)放大器A1、積分電容Ci、緩沖器A2以及高速開關(guān)S1組成，其電路結(jié)構(gòu)如圖6所示。該電路利用跨導(dǎo)放大器將輸入電壓信號Vin轉(zhuǎn)換為充電電流信號ire對積分電容Ci進行充電，從而實現(xiàn)脈沖響應(yīng)信號的模擬積分計算。

Fig.6 Integral module circuit diagram

圖6中，積分電容Ci選用介質(zhì)吸收率僅為0.0015%的多層有機電容，容值設(shè)置為700pF；跨導(dǎo)放大器A1選用德州儀器公司生產(chǎn)的高速跨導(dǎo)放大器OPA615，其電壓-電流轉(zhuǎn)換系數(shù)35mA/V，當入射激光能量為10fJ時，積分組件輸出電壓信號Vout的峰值略大于100mV；緩沖器A2使用選用德州儀器公司生產(chǎn)的緩沖器BUF602；高速模擬開關(guān)S1通過其通斷切換控制積分組件的積分起始時間，即積分窗口時間[18]。

根據(jù)基于跨導(dǎo)放大器的積分電路工作原理，噪聲信號的累積放大效應(yīng)是導(dǎo)致積分誤差過大的主要因素，即光電探測器暗電流以及運算放大器的失調(diào)電流等微弱的直流干擾信號通過積分電路，其幅值會隨積分時間增長而增加，嚴重影響激光能量測量結(jié)果的準確性。因此，精確控制積分窗口時間，抑制噪聲累積放大效應(yīng)是積分組件的設(shè)計核心。

根據(jù)光電探測組件輸出暗噪聲信號的實測結(jié)果，結(jié)合(5)式，采用數(shù)值仿真的方式對積分窗口時間與積分誤差的結(jié)果進行分析，其結(jié)果如圖7所示。

由圖7可知，通過精確的時間控制，將積分窗口時間控制在600ns以內(nèi)，可有效控制積分組件的積分誤差，保證其積分誤差小于4%，提高激光目標回波模擬器能量標定裝置測量結(jié)果的準確性。

本文作者設(shè)計的積分窗口時間控制電路如圖8所示。通過對模擬開關(guān)S1的通斷控制，實現(xiàn)積分窗口時間的精確控制。

Fig.7 Relationship between integral-window time and integral error

Fig.8 Integral-window time control circuit

積分窗口時間控制電路中將響應(yīng)延時小于7ns的電壓比較器LMV7219作為觸發(fā)信號發(fā)生器核心器件，將輸入信號的電壓幅值與閾值電壓Vref幅值進行比較，產(chǎn)生一個脈寬等于輸入信號脈沖持續(xù)時間的觸發(fā)脈沖信號Vt傳輸至復(fù)雜可編程邏輯器件(complex programmable logic device,CPLD) 芯片通過內(nèi)部計時器，測量該輸入脈沖的脈沖寬度，計算脈沖重復(fù)周期Δt，并根據(jù)本次脈沖觸發(fā)時刻ti，計算并控制模擬開關(guān)S1在時刻ti+1=(ti+Δt-300)ns閉合，開始進行積分；同時，將電觸發(fā)脈沖信號Vt的下降沿作為積分窗口關(guān)閉觸發(fā)信號，CPLD捕捉到下降沿后，控制模擬開關(guān)S1斷開，停止積分，并對電容電壓峰值進行幅值保持[19-20]，其輸出信號波形如圖9所示。

Fig.9 Output signal waveform of Integral module

由圖9可知，由于使用高速開關(guān)通斷切換速度高，導(dǎo)致積分組件輸出信號存在小幅度過沖和振鈴現(xiàn)象，但是由于峰值保持時間較長，可通過控制模數(shù)轉(zhuǎn)換電路延遲采樣的方法，有效地避開或降低過沖和阻尼振蕩引起的測量誤差。

經(jīng)過測試驗證，若被測激光采用精確頻率編碼，重復(fù)周期時間的誤差小于300ns，積分組件可對該脈沖激光進行準確的波形積分，并保證其積分誤差小于4%。若被測脈沖激光的重復(fù)周期不穩(wěn)定或采用特殊編碼方式，則需采用外部觸發(fā)的方式，由被測激光器產(chǎn)生外部觸發(fā)信號，控制積分窗口的開啟與關(guān)閉，以保證積分組件的波形積分準確性。

3 實驗驗證及不確定度分析

本文中通過實驗驗證的方式對激光目標回波模擬器能量標定裝置的測量準確性進行驗證，并對該裝置的測量不確定度進行評估。實驗驗證裝置如圖10所示，由脈沖激光器、可變光纖衰減器、光纖分束器、標準激光能量計、固定光衰減器以及被檢光纖衰減器組成。脈沖激光器與可調(diào)光纖衰減器構(gòu)成脈沖能量和脈沖寬度均可調(diào)節(jié)的激勵脈沖激光光源，其輸出的脈沖激光經(jīng)過分束器進行分束：一束直接入射至標準激光能量，進行激光能量監(jiān)測；另一束激光經(jīng)過固定光纖衰減器進行衰減后，入射至被測量激光目標回波模擬器能量標定裝置。

Fig.10 Experimental verification device

圖10中，脈沖激光器輸出激光的脈沖寬度調(diào)節(jié)范圍為10ns～200ns，峰值功率調(diào)節(jié)范圍為10mW～10W；可調(diào)光纖衰減器采用電控可調(diào)激光衰減器，衰減倍率變化范圍為1dB～30dB；光纖分束器分束比由上級計量機構(gòu)進行檢定和標定，其分束比值為0.96:99.04；標準激光能量計采用Ophir公司生產(chǎn)的PD10-pJ-C光電能量探頭，其能量測量范圍為10pJ～150nJ；固定光纖衰減器的衰減倍率為29.99dB。

3.1 測量實驗結(jié)果

利用實驗驗證裝置對激光目標回波模擬器能量標定裝置的測量準確性進行驗證實驗，實驗中，選擇激勵激光脈沖寬度分別為10ns,20ns和100ns，測量結(jié)果如表1所示。

根據(jù)實驗結(jié)果可以看出，激光目標回波模擬器能量標定裝置可實現(xiàn)脈沖寬度為10ns～100ns，能量范圍為10fJ～1pJ的脈沖激光能量測量。當脈沖激光能量較小時，激光目標回波模擬器能量標定裝置受噪聲均值影響較大，測量最大誤差為6.27%，隨著脈沖激光能量的增大，測量相對誤差逐漸減小至1%左右，而隨著激光能量進一步增大時，積分電容電壓進一步加大，其積分非線性增大，導(dǎo)致測量誤差增大至4%左右。當脈沖激光能量相同而脈沖寬度不同時，激光目標回波模擬器能量標定裝置測得結(jié)果存在差異，積分組件輸出信號的過沖及振鈴特性隨脈沖寬度變化而變化是造成該差異的主要原因。

Table 1 Measurement results of verification experiment

3.2 不確定度分析

激光目標回波模擬器能量標定裝置的測量不確定度來源主要有：(1)u1為標準激光能量計測量不準確引入的不確定度分量，通過送檢至上級機構(gòu)可知，標準激光能量計的測量不確定度u1=2%；(2)u2為光纖分束器分束比不準確引入的不確定度分量，通過送檢至上級機構(gòu)可知，光纖分束器分束比的不確定度u2<1%;(3)u3為固定光纖衰減器衰減倍率不準確引入的不確定度分量，經(jīng)過送檢至上級機構(gòu)進行校準可知,u3<1%；(4)u4為激光目標回波模擬器能量標定裝置測量誤差引入的不確定度分量，經(jīng)過驗證實驗可知u4=6.3%；(5)u5為激光目標回波模擬器能量標定裝置測量重復(fù)性誤差引入的不確定度分量，u5=1.4%。

由于上述各不確定度分量之間獨立，且不相關(guān)，因此得到激光目標回波模擬器能量標定裝置的合成測量不確定度為：

(5)

激光目標回波模擬器能量標定裝置能量測量的相對擴展不確定度為13.8%(k=2),其中k為包含因子，是為求得擴展不確定度，對合成標準不確定度所乘的數(shù)值因子。

4 結(jié) 論

在基于模擬積分原理的激光能量計的基礎(chǔ)上，設(shè)計了激光目標回波模擬器能量標定裝置，通過建立光電探測組件數(shù)學模型及數(shù)值仿真分析，對光電探測組件截止頻率進行優(yōu)化設(shè)計，將光電探測組件的最小可探測功率降低至6.7nW；同時提出了基于跨導(dǎo)放大器的積分電路結(jié)構(gòu)，并通過數(shù)值仿真方法對積分窗口時間與積分誤差的關(guān)系進行分析，根據(jù)分析結(jié)果對積分窗口時間進行精確控制，將積分誤差降低至4%，最終實現(xiàn)對脈沖寬度為10ns～100ns，能量范圍為10fJ～1pJ的激光目標回波模擬器輸出脈沖激光的能量精確測量，通過實驗驗證，包含因子k=2時，其測量不確定度小于13.8%。