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        數(shù)字BPM電子學(xué)在束流位置測量中流強(qiáng)依賴性研究

        2022-10-10 04:18:30魏書軍徐韜光杜垚垚麻惠洲隨艷峰岳軍會季大恒高國棟唐旭輝曹建社
        原子能科學(xué)技術(shù) 2022年9期
        關(guān)鍵詞:電子學(xué)束流偏置

        魏書軍,徐韜光,葉 強(qiáng),杜垚垚,劉 智,麻惠洲,隨艷峰,岳軍會, 何 俊,季大恒,高國棟,楊 靜,唐旭輝,曹建社,*

        (1.中國科學(xué)院 高能物理研究所,北京 100049;2.中國科學(xué)院大學(xué),北京 100049)

        束流測量系統(tǒng)是高能同步輻射光源(HEPS)束流調(diào)試和日常運(yùn)行不可或缺的系統(tǒng),更是整個(gè)加速器系統(tǒng)的重要組成部分。束流軌道穩(wěn)定性是現(xiàn)代同步輻射光源高質(zhì)量運(yùn)行的關(guān)鍵,它會直接影響加速器的性能以及實(shí)驗(yàn)線站同步光的質(zhì)量和穩(wěn)定性[1-2]。為了提升束流軌道的穩(wěn)定性,需要采取相應(yīng)措施盡可能削弱對束流軌道穩(wěn)定性產(chǎn)生影響的因素,如光源地基采用防微振處理、對光源附近振動(dòng)設(shè)備采取減振措施、對隧道以及實(shí)驗(yàn)大廳的溫度進(jìn)行精密控制等。其中,還可利用束流位置測量(BPM)系統(tǒng)提供的快數(shù)據(jù)獲取(FA,約10 kHz數(shù)據(jù)刷新率)和慢數(shù)據(jù)獲取(SA,約10 Hz數(shù)據(jù)刷新率)束流位置信息,通過束流快、慢軌道反饋系統(tǒng)進(jìn)一步提升束流軌道的穩(wěn)定性。而BPM測量精度和可靠性會直接影響束流快、慢軌道反饋系統(tǒng)控制計(jì)算結(jié)果,進(jìn)而影響束流軌道的控制精度和穩(wěn)定性。

        在BPM測量系統(tǒng)中,溫度依賴、流強(qiáng)依賴(BCD)、束團(tuán)填充模式依賴(FPD)是影響B(tài)PM測量精度和可靠性的重要因素[3-4]。對于溫度依賴,工程實(shí)踐中可通過將數(shù)字BPM電子學(xué)放置于±0.1 ℃的恒溫控制機(jī)柜方法來解決;而流強(qiáng)依賴和束團(tuán)填充模式依賴是BPM電子學(xué)研發(fā)人員努力要解決的問題。上海光源、巴西光源及APS-U的研究人員都對流強(qiáng)依賴有深入研究[5-7]。本文欲解決HEPS束流位置測量電子學(xué)中的流強(qiáng)依賴問題,通過對束流位置測量電子學(xué)鏈路和計(jì)算方法的研究,找到流強(qiáng)依賴的原因,進(jìn)而解決BPM測量中的流強(qiáng)依賴問題,為光源束流軌道穩(wěn)定控制系統(tǒng)提供穩(wěn)定、可靠的測量數(shù)據(jù)。

        1 數(shù)字BPM測量系統(tǒng)

        典型的數(shù)字BPM測量系統(tǒng)主要由束流位置探頭、射頻信號調(diào)理模塊、數(shù)字采樣與信號處理器模塊、數(shù)據(jù)服務(wù)器等組成,而射頻信號調(diào)理模塊和數(shù)字采樣與信號處理器模塊通常被稱為BPM信號處理電子學(xué)。數(shù)字BPM測量系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖1所示[8],射頻信號調(diào)理模塊完成BPM信號的增益調(diào)整與窄帶濾波,采樣、數(shù)字信號處理及位置計(jì)算模塊完成窄帶頻率信號的ADC采樣與數(shù)字信號處理工作,信號處理過程中計(jì)算得到4通道信號的幅度信息,并利用幅度信息通過重心法計(jì)算出束流的位置信息,計(jì)算出的位置信息通過網(wǎng)絡(luò)或光纖傳至上位機(jī)或軌道反饋系統(tǒng)。

        圖1 數(shù)字BPM測量系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of digital BPM system

        HEPS增強(qiáng)器和儲存環(huán)的BPM探測器為斜45°安裝方式(圖2a);對于直線和輸運(yùn)線,BPM探測器的安裝方式多為垂直安裝(圖2b)。ADC采樣數(shù)據(jù)的信號處理和束流位置的計(jì)算是在數(shù)字采樣與信號處理模塊中完成的,其中,重心法束流位置計(jì)算公式為:

        (斜45°安裝方式)

        (垂直安裝方式)

        (斜45°安裝方式)

        (垂直安裝方式)

        (1)

        其中:xposition、yposition為測量位置;Kx、Ky為BPM校準(zhǔn)常數(shù),mm;VA、VB、VC、VD為信號幅度;xoffset、yoffset為BPM探測器電中心(4個(gè)電極感應(yīng)信號相等時(shí)對應(yīng)束流位置)與機(jī)械中心不完全一致引起的偏置[9-10]。

        圖2 BPM斜45°和垂直安裝方式Fig.2 Scheme of 45° rotated button BPM arrangement and perpendicular button BPM arrangement

        同步輻射光源實(shí)際運(yùn)行中,存在束流測量位置隨束流流強(qiáng)變化而變化的現(xiàn)象,但是通過理論分析及其他測量方法,認(rèn)為實(shí)際束流位置沒有如BPM測量系統(tǒng)給出的位置變化,稱此現(xiàn)象為BPM測量系統(tǒng)的流強(qiáng)依賴。這會造成軌道反饋控制系統(tǒng)的嚴(yán)重誤判,人為產(chǎn)生光源束流軌道的不穩(wěn)定。造成束流位置測量流強(qiáng)依賴的原因可能包括以下兩方面:1) BPM信號處理電子學(xué)通道的非線性,包括射頻(RF)信號調(diào)理電路的非線性,ADC的非線性等;2) BPM算法中ADC轉(zhuǎn)換的直流偏置影響。

        2 BPM測量流強(qiáng)依賴的原因分析

        2.1 射頻信號處理電路的非線性

        射頻信號處理電路對BPM探測器輸出的信號進(jìn)行幅度和頻率處理,通過帶通濾波器提取設(shè)計(jì)帶寬內(nèi)的目標(biāo)頻率信號(499.8 MHz,帶寬±10 MHz),并通過數(shù)控衰減器和放大器對信號幅度進(jìn)行調(diào)整,使輸送至ADC的模擬信號處于合適的幅度范圍。模擬信號處理鏈路主要包括信號濾波、信號幅度調(diào)節(jié)、信號單轉(zhuǎn)差分(巴倫)等,其原理示意圖如圖3所示[11,13]。在信號處理鏈路上,任何器件響應(yīng)的非線性都會造成通道信號處理電路的非線性,從而對束流位置測量產(chǎn)生重要影響。

        由圖3所示,將作為靜電釋放(ESD)保護(hù)的2SK3019焊接于BPM射頻電路的輸入端。圖4a示出實(shí)際束流測試中數(shù)字BPM 4通道的線性響應(yīng)測量結(jié)果,射頻信號處理通道非線性度約為2%~11%。圖4b、c為在BEPCⅡ上通過基于束流準(zhǔn)直(BBA)的方法檢測BPM測量系統(tǒng)流強(qiáng)依賴的結(jié)果,在束流流強(qiáng)為60 mA時(shí),y方向測量位置為-0.01 mm,束流流強(qiáng)為250 mA時(shí),y方向測量位置為-3.68 mm,位置變化為3.67 mm。去掉2SK3019后,不同束流流強(qiáng)下位置測量數(shù)據(jù)一致性有明顯提升。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,器件選型問題會影響B(tài)PM信號通道的線性響應(yīng),進(jìn)而造成不同束流流強(qiáng)條件下BPM的測量結(jié)果的明顯偏差。

        圖3 數(shù)字BPM 射頻模擬信號處理電路示意圖Fig.3 Schematic diagram of digital BPM RF analog signal processing circuit

        圖4 BEPCⅡ流強(qiáng)依賴性束流實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.4 Beam current dependence test with real beam in BEPCⅡ

        2.2 BPM 4通道ADC的非線性

        ADC的非線性由積分非線性和微分非線性兩部分組成。積分非線性表示ADC器件在所有量化值對應(yīng)模擬值和真實(shí)值之間最大的誤差,它表征了ADC的精度。對于1個(gè)16位的ADC,其積分非線性典型值為±2 LSB,約占ADC總量化范圍的0.006%。微分非線性,又稱差分非線性,其是ADC量化時(shí)相鄰兩刻度之間最大的差異值,它表征了ADC的量化誤差。當(dāng)微分非線性典型值為±0.5 LSB時(shí),約占ADC總量化范圍的0.001 5%。目前,ADC的非線性對BPM測量結(jié)果的影響相對于射頻信號調(diào)理電路非線性對BPM測量結(jié)果的影響基本可忽略。

        2.3 BPM 4通道ADC轉(zhuǎn)換的直流偏置

        ADC的理想輸出與實(shí)際輸出之間存在一偏置誤差。這個(gè)固定的偏置表現(xiàn)在,即使ADC的輸入端接地,其ADC轉(zhuǎn)換輸出仍存在1個(gè)非零的、較小的數(shù)值,其大小從幾十到幾百(量化值)不等。這個(gè)偏置誤差會造成BPM測量的流強(qiáng)依賴性問題,以垂直安裝方式的BPM為例(圖2b),其x方向的位置為:

        (2)

        其中:kA、kC為通道增益標(biāo)定系數(shù);A為BPM電極的面積;β為束團(tuán)的速度常數(shù);c為光速;C為BPM電極對地電容;aA、aC為束團(tuán)中心距BPM電極的距離;ω為BPM信號中相應(yīng)頻率的角頻率;R為輸入阻抗;Ibeam為束流的流強(qiáng);bA、bC為ADC的直流偏置。

        當(dāng)直流偏置bA=bC=0時(shí),x方向位置可簡化為式(3),這時(shí)位置與Ibeam無關(guān),即BPM測量中不存在流強(qiáng)依賴問題。

        (3)

        當(dāng)bA≠0、bC≠0時(shí),式(2)中Ibeam是無法約去的,這時(shí)BPM測量位置將會隨Ibeam的變化而變化,即BPM測量會存在流強(qiáng)依賴問題。

        3 BPM測量流強(qiáng)依賴的模擬研究與解決

        3.1 流強(qiáng)依賴的Matlab模擬研究

        模擬實(shí)驗(yàn)中,BPM探測器為斜45°安裝方式(圖2a),BPM校準(zhǔn)常數(shù)設(shè)為10 mm。進(jìn)行數(shù)據(jù)模擬時(shí)通道信號定義如下:

        VA=kkAsin(2πfdt+NAπ/M)+LA

        VA=awgn(VA,1)

        VB=kkBsin(2πfdt+NBπ/M)+LB

        VB=awgn(VB,1)

        VC=kkCsin(2πfdt+NCπ/M)+LC

        VC=awgn(VC,1)

        VD=kkDsin(2πfdt+NDπ/M)+LD

        VD=awgn(VD,1)

        (4)

        其中:fd為數(shù)據(jù)頻率,本文取35.339 4 MHz;NAπ/M為A路BPM數(shù)據(jù)的相位;LA為ADC輸出數(shù)據(jù)的直流偏置;awgn()為Matlab內(nèi)置噪聲函數(shù),在通道數(shù)據(jù)中加入1 dB信噪比的白噪聲。以A路信號為例,為方便模擬,將kkA設(shè)為BPM電子學(xué)A路信號的幅度,變化范圍為4 800~28 800(16位ADC的量化范圍為±32 768)。算法實(shí)現(xiàn)部分采用DDC算法[12],通過測量BPM的SA結(jié)果,檢驗(yàn)引起B(yǎng)PM測量流強(qiáng)依賴的原因分析及解決方案的正確性。模擬過程中,通過改變kkA來模擬射頻信號處理通道的非線性和通道不一致性;通過改變LA來模擬ADC輸出數(shù)據(jù)直流偏置的不同。

        1) 射頻信號處理通道的非線性對BPM測量的影響

        實(shí)驗(yàn)時(shí),在BPM 4路信號增益完全相同的情況下,若將信號提高到原信號的2倍,并在A路和D路上原線性增幅上再增加0.2%的增量以模擬BPM信號處理電路中的非線性變化,則BPM測量位置由原來的位置(0 mm,0 mm)偏移至新位置(10 μm,0 μm);若將信號提高到原信號的4倍,并在A路和B路上在原線性增幅上再增加0.2%的增量,而C路和D路保持原線性增幅不變,則測量位置改變?yōu)?0 μm,10 μm)。圖5為射頻信號通道非線性對BPM測量結(jié)果的影響,為每種條件下10萬組模擬測量結(jié)果的統(tǒng)計(jì)。模擬實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,通道信號的非線性變化對BPM測量結(jié)果有較大影響,而測量位置的分辨率隨信號強(qiáng)度的增大而提高。

        圖5 射頻信號通道非線性對BPM測量結(jié)果影響Fig.5 BPM measurement effect of RF signal channel’s nonlinearity

        在BPM射頻信號處理電子學(xué)通道中,射頻放大器的非線性是信號通道非線性的主要貢獻(xiàn)者。受放大器供電電壓及放大器1 dB增益壓縮點(diǎn)影響,射頻放大器的非線性區(qū)主要位于信號幅度較大的情況下。因此,在束流流強(qiáng)較大時(shí),BPM測量的流強(qiáng)依賴主要受射頻放大器非線性影響。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,BPM校準(zhǔn)常數(shù)為10 mm情況下,射頻信號處理電子學(xué)通道±0.1%的變化,會在BPM測量中產(chǎn)生最大10 μm的測量偏差,即會產(chǎn)生10 μm的流強(qiáng)依賴。

        2) ADC輸出直流偏置對BPM測量的影響

        模擬實(shí)驗(yàn)中,采用希爾伯特變換方法求取信號幅度并計(jì)算束流位置。首先,設(shè)置BPM 4通道增益完全相同,將4通道信號幅度同設(shè)為9 600,測量得到該條件下的位置為(0 mm,0 mm);然后,改變4通道的直流偏置,根據(jù)實(shí)測ADC直流偏置為20~200的結(jié)果,將A、B、C、D 4通道的直流偏置分別設(shè)置為+100、+20、+200、+50,測量得到該條件下的位置約為(-0.19 μm,-0.22 μm);最后,改變流強(qiáng)大小,將信號幅度調(diào)節(jié)至2×9 600,測量得到該條件下的位置約為(-0.047 μm,-0.054 μm),當(dāng)將信號幅度調(diào)至3×9 600,測量得到該條件下的位置約為(-0.021 μm,-0.024 μm),結(jié)果如圖6所示。

        圖6 ADC直流偏置對BPM測量結(jié)果的影響Fig.6 Effect of ADC DC bias on BPM measurement

        模擬實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,ADC數(shù)字輸出中的直流偏置會對BPM的測量產(chǎn)生影響,由于該直流偏置為一大小基本固定的有限數(shù)值,因此BPM通道的ADC有效信號的幅值越小,其直流偏置對測量結(jié)果的影響越大,即在束流流強(qiáng)較小時(shí),BPM測量的流強(qiáng)依賴主要貢獻(xiàn)因素是ADC直流偏置。另外,由于ADC輸出直流偏置存在于ADC轉(zhuǎn)換結(jié)果中,因此,該偏置對BPM測量的影響只能在BPM算法中進(jìn)行消除。

        3) BPM信號通道增益不一致對測量的影響

        首先設(shè)置BPM 4通道增益完全相同,4通道幅度同設(shè)為9 600,測量得到該條件下的位置為(0 mm,0 mm);然后改變4通道增益設(shè)置,其中A通道增益設(shè)為原增益的(1+1/1 000),B通道增益設(shè)為原增益的(1+2/1 000),C通道增益設(shè)為原增益的(1+4/1 000),D通道增益設(shè)為原增益的(1+3/1 000),測量得到該條件下的位置為(-5 μm,-10 μm);繼續(xù)改變4通道信號幅度(9 600×3=28 800)為原信號幅度的3倍,測量得到的位置仍為(-5 μm,-10 μm),而位置分辨率隨信號幅度的增大有較大改善,結(jié)果如圖7所示。模擬實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,若BPM 4通道增益穩(wěn)定、但不完全相同,且保持線性時(shí),測量位置不會隨流強(qiáng)的變化而變化,即在該情況下BPM的測量結(jié)果與流強(qiáng)沒有相關(guān)性。因此,特定約定下,BPM 4通道增益的差異不會導(dǎo)致BPM測量的流強(qiáng)依賴,但會在BPM測量結(jié)果中增加1個(gè)偏置。BPM信號通道增益不一致由BPM電子學(xué)的硬件決定,一般認(rèn)為此參數(shù)為系統(tǒng)誤差,可在BPM算法中解決。

        圖7 BPM 4通道增益不一致對BPM測量結(jié)果的影響Fig.7 BPM 4 channel’s different gains effect on measurement result

        3.2 BPM測量流強(qiáng)依賴的解決

        1) 射頻信號處理電路的優(yōu)化

        射頻信號處理電路的非線性造成BPM測量的流強(qiáng)依賴問題,可從以下兩個(gè)方面解決。一方面,射頻信號處理電路的器件選型,如輸入端的ESD保護(hù)要選擇合適的器件,以減少ESD器件對信號通道的影響;數(shù)控衰減器應(yīng)選擇不同衰減設(shè)定值與實(shí)測值相對誤差小的元器件,以避免在數(shù)控衰減器檔位切換時(shí)造成BPM測量位置有較大的跳動(dòng);在射頻放大器選擇上,選擇1 dB壓縮點(diǎn)高的器件以保障放大器的輸出功率,同時(shí)選擇三階交調(diào)失真高的器件,確保放大器的線性度;在電阻、濾波器及單轉(zhuǎn)差分器件選型上,應(yīng)選擇高精度、線性好的器件;BPM系統(tǒng)應(yīng)用中盡可能使系統(tǒng)工作在線性區(qū)域,以避免其非線性對測量的影響。另一方面,在系統(tǒng)工作過程中,盡量不切換數(shù)控衰減器的檔位,如果必需切換檔位,應(yīng)將數(shù)控衰減器設(shè)置在固定檔位上,且提前對該檔位時(shí)的信號處理通道進(jìn)行精確標(biāo)定。

        2) ADC器件的選型及應(yīng)用

        解決由ADC器件的非線性造成的BPM測量流強(qiáng)依賴性問題時(shí),需確保ADC器件的供電電壓不能低于ADC額定工作電壓的最小值,確保輸入信號的最大值小于ADC的滿量程,且盡可能選擇積分非線性和微分非線性小的器件。本文采用的ADC器件為LTC2165,其模擬輸入電壓為1.7~1.8 V,功耗僅為163 mW。在積分非線性和微分非線性方面,相較于商用BPM電子學(xué)產(chǎn)品中所采用的LTC2008 ±4 LSB積分非線性和±1 LSB微分非線性,LTC2165具有±2 LSB 積分非線性和0.5 LSB 微分非線性。

        3) DSP算法的優(yōu)化

        ADC數(shù)據(jù)中的直流偏置會對BPM測量產(chǎn)生一定的流強(qiáng)依賴,這部分誤差只能在BPM算法中解決。一般采用3種方法消除ADC直流分量對BPM測量結(jié)果的影響:(1) 通過動(dòng)態(tài)基線減除消除直流分量,即在ADC工作過程中動(dòng)態(tài)獲取原始ADC數(shù)據(jù)的直流偏置,然后從原始ADC數(shù)據(jù)中減去直流偏置;(2) 利用數(shù)字帶通濾波器或數(shù)字高通濾波器濾除原始ADC數(shù)據(jù)中的直流分量;(3) 通過合理的數(shù)字信號處理技術(shù)去除直流分量,如采用數(shù)字下變頻技術(shù)(DDC)的混頻器濾除直流分量[9,12]。在算法設(shè)計(jì)中,本文首先通過帶通濾波器基本濾除原始ADC數(shù)據(jù)中的直流分量,然后在BPM的DDC算法中,通過混頻、帶通濾波的方式進(jìn)一步去除數(shù)據(jù)中的直流分量,從而達(dá)到消除ADC數(shù)據(jù)中直流分量對測量結(jié)果的影響。

        4 流強(qiáng)依賴的實(shí)驗(yàn)室測試和束流實(shí)驗(yàn)

        4.1 IHEP-DBPM實(shí)驗(yàn)室測試

        解決數(shù)字BPM電子學(xué)的信號通道的線性問題、ADC的直流偏置問題及4通道不一致問題后,在實(shí)驗(yàn)室用信號源對高能物理研究所-數(shù)字BPM(IHEP-DBPM)的流強(qiáng)依賴性進(jìn)行測試。BPM校準(zhǔn)常數(shù)設(shè)置為kx=ky=23 mm,通道保持增益不變,輸入信號從大到小變化30 dB,對應(yīng)的原始ADC量化值由約28 000到約840變化,此時(shí)測得x、y位置變化約為10.2 μm和10.4 μm。圖8為束流流強(qiáng)依賴實(shí)驗(yàn)室測試結(jié)果,ADC[1,…,4]為原始ADC量化值,SA-A,…,SA-D為計(jì)算SA時(shí)4通道信號幅度,SA-xposition和SA-yposition為SA的測量結(jié)果,其橫坐標(biāo)為SA數(shù)據(jù)的采樣點(diǎn)計(jì)數(shù),縱坐標(biāo)為測量的位置變化。該性能完全滿足BEPCⅡ束流位置測量需求。

        圖8 束流流強(qiáng)依賴實(shí)驗(yàn)室測試結(jié)果Fig.8 Beam current dependence testing result in laboratory

        實(shí)驗(yàn)室測試結(jié)果表明,自研數(shù)字BPM電子學(xué)測量流強(qiáng)依賴性問題已基本解決,而殘存的10 μm左右的流強(qiáng)依賴主要由BPM電子學(xué)通道中放大器的非線性和離散器件的非線性引起,工程中很難完全消除。其中,放大器的非線性可通過提高放大器供電電壓的方法進(jìn)行改善,但放大器供電電壓的提高將會增加放大器的功耗,而由于功耗太大引起的發(fā)熱將引發(fā)一些其他問題,如信號噪聲、信號相位變化、信號幅度變化等,其會給系統(tǒng)帶來更多問題,因此射頻放大器的供電電壓應(yīng)控制在一個(gè)合理范圍內(nèi)[14]。

        4.2 IHEP-DBPM與商業(yè)產(chǎn)品對比測試

        完成實(shí)驗(yàn)室測試后,將自研的數(shù)字BPM電子學(xué)與商用LIBERA-BPM電子學(xué)共同接入BEPCⅡ,在實(shí)際束流情況下對自研電子學(xué)的流強(qiáng)依賴性進(jìn)行檢驗(yàn),圖9為束流位置測量流強(qiáng)依賴性實(shí)驗(yàn)平臺。從BPM探測器輸出的4路信號經(jīng)4個(gè)功分器后分別傳送給IHEP-DBPM和LIBERA-BPM電子學(xué),在數(shù)據(jù)獲取PC端對實(shí)際束流情況下兩臺BPM測量設(shè)備的測量結(jié)果進(jìn)行對比分析[14]。

        圖10為0.5 h內(nèi)IHEP-DBPM與LIBERA-BPM電子學(xué)在實(shí)際加速器上的測試結(jié)果對比(僅以y方向數(shù)據(jù)進(jìn)行展示)。結(jié)果表明,IHEP-DBPM電子學(xué)在解決了流強(qiáng)依賴性問題后,測量結(jié)果和商用產(chǎn)品相比,絕對值稍有差異,相對變化值完全一致,通過相關(guān)系數(shù)計(jì)算,兩組數(shù)據(jù)的線性相關(guān)系數(shù)為0.99。

        圖9 束流位置測量流強(qiáng)依賴性實(shí)驗(yàn)平臺Fig.9 BPM testing platform of beam current dependence

        圖10 IHEP-DBPM和LIBERA-BPM實(shí)際束流測試結(jié)果Fig.10 Real beam testing result of IHEP-DBPM and LIBERA-BPM

        4.3 BEPCⅡ?qū)嶋H束流測試

        當(dāng)BEPCⅡ工作在對撞模式下,將IHEP-DBPM電子學(xué)接入R3OBPM04進(jìn)行測試,實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11所示,每次束流流強(qiáng)由730 mA衰減至500 mA時(shí),SA-y的位置測量結(jié)果變化約為10 μm。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,在軌道未做任何調(diào)整情況下,束流流強(qiáng)由大到小變化230 mA時(shí),數(shù)字BPM電子學(xué)并未表現(xiàn)出明顯的流強(qiáng)依賴性問題。

        4.4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果討論

        數(shù)字BPM射頻信號處理4通道的非線性不一致性是導(dǎo)致BPM測量流強(qiáng)依賴的主要原因。而通道的非線性主要由元器件的非線性引起,其中,射頻放大器的供電電壓低和1 dB壓縮點(diǎn)偏小是數(shù)字BPM在大信號測量時(shí)產(chǎn)生流強(qiáng)依賴的重要因素。數(shù)字BPM電子學(xué)中各通道ADC轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)的直流偏置是數(shù)字BPM在小信號測量時(shí)產(chǎn)生流強(qiáng)依賴的主要因素,而合適的數(shù)據(jù)處理方式將有效消除該因素對測量結(jié)果的影響。BPM 4通道信號增益的不一致性會在BPM測量結(jié)果中產(chǎn)生偏置[15],但并不會引起B(yǎng)PM測量的流強(qiáng)依賴。

        圖11 實(shí)際束流流強(qiáng)變化時(shí)測量結(jié)果Fig.11 Measurement result change with IHEP-DBPM real beam current variation

        5 結(jié)論

        本文根據(jù)數(shù)字BPM測量原理,通過對BPM測量信號鏈路的非線性分析及對BPM數(shù)字信號處理算法的研究,對數(shù)字BPM測量中引起流強(qiáng)依賴的原因進(jìn)行分析、定位,并找到解決BPM測量流強(qiáng)依賴的具體方法,據(jù)此對自研BPM電子學(xué)進(jìn)行了改進(jìn)。最新版IHEP-DBPM安裝于BEPCⅡ系統(tǒng)進(jìn)行在線運(yùn)行實(shí)驗(yàn),取得良好的測試結(jié)果。本文研究結(jié)果將為HEPS及其他束流位置測量系統(tǒng)建設(shè)提供指導(dǎo)作用。

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