李夢嬌，彭繼慎，孫瑄瑨

（遼寧工程技術(shù)大學 電氣與控制工程學院，遼寧 葫蘆島 125105）

0 引言

近年來，隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，開關(guān)電源逐漸取代線性電源而廣泛應(yīng)用.開關(guān)電源在新能源系統(tǒng)的應(yīng)用也較為廣泛，太陽能，燃料電池等新型能源需求高增益、高穩(wěn)定性的直流電源裝置，將其前級較低電壓等級的電能(12 V-52 V)轉(zhuǎn)換為并網(wǎng)逆變或直流負載所需求的200 V以上的輸入電壓，因此研究高增益的直流變換裝置具有重要的現(xiàn)實意義.

非隔離 DC-DC變換器具有結(jié)構(gòu)簡單控制難度低的優(yōu)點，其輸出電壓隨著占空比的增加而增加，但是入出電壓相差較大的場合，過大的占空比造成變換器電感電流紋波較大，影響變換器性能.提升非隔離型變換器的方案主要有級聯(lián)升壓、倍壓單元倍壓、耦合電感倍壓等[1-4].文獻[5]最早提出非隔離耦合倍壓方案，通過電感耦合的方式，提升電壓增益，可根據(jù)不同場合，選擇不同的耦合匝比n.但是耦合倍壓帶來的是模態(tài)轉(zhuǎn)換瞬間器件過大的電壓沖擊.故文獻[6]、文獻[7]在文獻[5]的基礎(chǔ)上，通過引入鉗位吸收回路，吸收耦合電感漏感能量.在文獻[8]～文獻[10]中，所提變換器中的鉗位吸收回路可通過相互儲能的方式，不僅吸收漏感能量，還提升電壓增益，這些思路也在文獻[10]～文獻[14]中有所體現(xiàn).但是上述文獻未分析變換器的輸入輸出電流紋波特性，文獻[15]、文獻[16]引入2種零紋波結(jié)構(gòu)，分別實現(xiàn)變換器的低電流紋波輸入特性和輸出特性，變換器的性能進一步改善.

本文將Buck-Boost變換器的結(jié)構(gòu)進行改進，引入二極管-電容-電感（C-D-L）結(jié)構(gòu)和耦合電感倍壓結(jié)構(gòu)，在提高變換器電壓增益的同時，通過 C-D-L結(jié)構(gòu)大大減小了變換器輸出電流的紋波，實現(xiàn)變換器低輸出電流紋波特性.共用 Buck-Boost結(jié)構(gòu)中的C-D支路為無源鉗位支路，減小了漏感對變換器電氣性能的影響.最后通過搭建150 W的實驗樣機驗證理論分析的正確性.

1 所提變換器拓撲結(jié)構(gòu)

在 Buck-Boost變換器的基礎(chǔ)上，通過組合C-D-L結(jié)構(gòu)，得到一種具有零電流紋波輸出特性的Buck-Boost變換器結(jié)構(gòu)見圖1（a）.電容C1、C2、Co以及輸出電感Lo實現(xiàn)了輸出電感零電流紋波特性.為提升零紋波 Buck-Boost的電壓增益，從理論上來說，增添倍壓結(jié)構(gòu)是行之有效的方法，可分為以下方案.

（1）疊加結(jié)構(gòu)方案

疊加結(jié)構(gòu)方案的實質(zhì)是通過增添一定數(shù)量固定結(jié)構(gòu)從而成倍提升變換器的電壓增益.圖1（b）為疊加電容-二極管-電感（C-D-L-C）結(jié)構(gòu)方案，圖1（c）為疊加二極管電容倍增器（diode capacitor multiplier，DCM）結(jié)構(gòu)方案.但是，對于疊加 C-D-L-C結(jié)構(gòu)方案來說，由于疊加單元中存在電感，過多單元的疊加會導致變換器成本與體積增加.而對于疊加DCM結(jié)構(gòu)方案來說，由于DCM結(jié)構(gòu)的特性，在變換器模態(tài)轉(zhuǎn)換的瞬間會產(chǎn)生較大的電流沖擊，影響變換器的性能.

圖1 零紋波Buck-Boost變換器拓撲結(jié)構(gòu)與拓展Fig.1 topological structure and expansion of Buck-Boost converter with output current ripple

（2）耦合電感倍壓方案

為了解決疊加結(jié)構(gòu)方案器件過多，較大的電流沖擊等問題，通過將耦合電感倍壓方案引入所提變換器中，可在不增添過多器件的同時，消除過大的電流脈動，所得拓撲見圖2.該變換器在保留低電流紋波輸出特性的同時，變換器電壓增益可通過匝比n靈活調(diào)節(jié)，同時將結(jié)構(gòu)中的C1-D1作為鉗位吸收結(jié)構(gòu)吸收漏感能量.

圖2 所提變換器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.2 proposed converter topology

2 變換器工作模態(tài)分析

將耦合電感等效為實際變壓器模型，折算漏感至一次側(cè)，變換器等效結(jié)構(gòu)見圖3.

圖3 變換器等效拓撲結(jié)構(gòu)Fig.3 converter equivalent topology

圖3中，Lk為折算后的漏感，μH；Lm為勵磁電感，μH；原邊匝數(shù)為Np，副邊匝數(shù)為Ns，匝；n為匝比（n=Ns/Np）.

當變換器工作在連續(xù)導通模式（continuous conduction mode，CCM），變換器各個器件波形與模態(tài)回路分別見圖4和圖5.由于漏感與鉗位支路的存在，在一個開關(guān)周期內(nèi)，共有5個模態(tài).

圖4 變換器主要波形Fig.4 main waveform of the converter

圖5 變換器工作模態(tài)的等效電路Fig.5 rquivalent circuits of converter working modes

模態(tài) I[t0～t1]：以t0時刻為初始，在此之前開關(guān)管S開通，二極管D1和D3截止，D2導通.低壓側(cè)電壓源持續(xù)給耦合電感原邊Np儲能，漏感電流和勵磁電感電流線性上升；副邊Ns、電容C3、電源Vin經(jīng)過開關(guān)管S與二極管D3共同給電容C2充電；電容C1給負載供電.

模態(tài)II[t1～t2]：開關(guān)管S在t1時刻關(guān)斷，二極管D1快速導通，漏感Lk能量迅速釋放，由電容C1快速吸收，漏感電流開始迅速下降，開關(guān)管S兩端電壓被鉗位于VC1.同時副邊電流受原邊的影響也開始減小.當副邊電流減小到零時，與其串聯(lián)的二極管D2自然關(guān)斷.此模態(tài)持續(xù)時間非常短，為過渡模態(tài).

模態(tài)III[t2～t3]：開關(guān)管S處于關(guān)斷狀態(tài)，副邊電流過零反向增加，二極管D3零電流導通，D1保持導通，D2反向截止.電容C1繼續(xù)吸收漏感Lk的能量，漏感電流和二極管D1電流繼續(xù)下降.原邊Ns和副邊Np經(jīng)過二極管D3共同給電容C3充電，電容C2能量向負載測釋放.當二極管D1電流減小到零時，漏感能量全部釋放，吸收二極管D1也隨之關(guān)斷.

工作模態(tài)IV[t3～t4]：開關(guān)管S保持關(guān)斷，二極管只有D3導通.電容C3與模態(tài)III狀態(tài)相同，繼續(xù)由耦合電感結(jié)構(gòu)充電，電容C1和C2共同向負載供電.

工作模態(tài)V[t4～t5]：開關(guān)管S開通，二極管D3導通.低壓側(cè)電源開始給耦合電感原邊Np儲能，漏感電流迅速上升，受原邊電流感應(yīng)，副邊電流開始減小，當副邊電流減小到零時，于其串聯(lián)的二極管D3自然關(guān)斷.此模態(tài)與模態(tài)II相同，為過渡模態(tài).

3 變換器性能

3.1 電壓增益分析

考慮漏感的影響，耦合系數(shù)k與勵磁電感Lm、漏感Lk的關(guān)系式為

由于模態(tài)II和模態(tài)V持續(xù)時間遠小于時間DT和(1-D)T，故在進行分析可忽略.當變換器工作在模態(tài)I時，其電壓回路見圖5（a），有

開關(guān)管S關(guān)斷后，當在變換器工作在模態(tài) III時，其電壓回路見圖5（c），有

式中，VLm為勵磁電感電壓；VNs為副邊電壓；VLo為電感Lo電壓；VC1~VC3分別為電容C1~C3的電壓；Vin和Vo分別為輸入和輸出電壓.

根據(jù)式（1）和式（3），勵磁電感Lm的在一個周期內(nèi)電壓積分為零，由此定理可推得電容C1的穩(wěn)態(tài)電壓為

同理，根據(jù)電感Lo在一個周期內(nèi)電壓積分為0，得

將式（4）代回式（3）得到電容C3的穩(wěn)態(tài)電壓為

將式（6）和式（4）代回式（1）得到電容C2的穩(wěn)態(tài)電壓為

故根據(jù)式（5），得到變換器的電壓增益為

根據(jù)式（8）繪制出在不同匝比n下，變換器的電壓增益G三維曲面.由圖6電壓增益變化曲面看出，匝比n的增加可成倍提升電壓增益G.當耦合系數(shù)k=1時電壓增益最高，k的減小會導致增益損失，磁件制作時可采用雙線并繞或者罐型磁芯等方式減小漏感.

圖6 電壓增益G的三維曲面Fig.6 three-dimensional surface of voltage gain G

當k=1時，變換器的電壓增益為

3.2 電壓應(yīng)力分析

根據(jù)3.1節(jié)分析，給出各個電容的電壓應(yīng)力分別為

在開關(guān)管關(guān)斷時，其最大電壓應(yīng)力為

同理，在二極管D1、D2、D3關(guān)斷時，其最大電壓應(yīng)力分別為

3.3 勵磁電感Lm的臨界條件

當勵磁電感Lm的在開關(guān)管S關(guān)斷后下降并為零，變換器進入斷續(xù)模態(tài)（discontinuous conduction mode，DCM）.斷續(xù) DCM 狀態(tài)會造成電感電流紋波過大，故一半使得變換器工作在連續(xù)CCM狀態(tài)，故需確定最小臨界電感值以選擇合適電感大小.

對于勵磁電感Lm，工作于CCM模式需滿足的條件為

式中，

假設(shè)勵磁電感Lm很大以至于電流iLm用平均值代替，在此情況下變換器的簡化工作波形見圖7，其中占空比DxT為二極管D1下降至零的時間.

圖7 變換器簡化波形Fig.7 converter simplified waveform

由于電容在一個周期內(nèi)充電電流與放電電流相同，結(jié)合工作模態(tài)，得到二極管D1、D2、D3的平均電流均等于輸出電流Io.由二極管D2可得到占空比為

根據(jù)二極管D3，結(jié)合式（19）得到勵磁電感平均電流

假設(shè)勵磁電感時間常數(shù)為

根據(jù)式（17）～式（21），得到勵磁電感的臨界時間常數(shù)為

根據(jù)式（22），可畫出臨界時間常數(shù)τLmB與匝比n以及占空比D的三維曲面見圖8.當τLmB的值位于曲面之上時，變換器選擇CCM模式，反之則變換器則選擇DCM模式.

圖8 變換器CCM/DCM分界曲面Fig.8 Converter CCM/DCM boundary surface

3.4 輸出電感Lo電流紋波分析

由于電感Lo位于變換器輸出端，其電流紋波直接影響變換器輸出端的特性.由于電容在整個開關(guān)周期內(nèi)的電壓紋波較小，在模態(tài)I~模態(tài)V中，電感Lo的電壓均可近似表達為

故輸出電感Lo在一個周期內(nèi)電流紋波約為0，變換器具有較低的輸出電流紋波.

3.5 變換器性能對比

本文所提變換器與Buck-Boost變換器和文獻[18]所提零紋波耦合電感變換器的參數(shù)對比，見表1.

表1 不同變換器性能參數(shù)Tab.1 different converter performance parameters

在相同占空比D與相同匝比n的情況下，本文所提變換器的電壓增益最高，主開關(guān)管電壓應(yīng)力也最小.

4 實驗結(jié)果分析

為驗證本文所提具有低輸出電流紋波的高增益Buck-Boost變換器原理的正確性，設(shè)計了一臺輸入電壓24 V，輸出電壓200 V，額定功率150 W的實驗樣機.仿真與實驗參數(shù)保持一致見表2.

表2 變換器參數(shù)Tab.2 converter parameters

利用PSIM仿真軟件進行仿真并進行實際樣機測試，電壓波形見圖9.變換器的輸出電壓為200 V，而根據(jù)器件兩側(cè)的電壓波形，開關(guān)管最大電壓不到60 V，而各個二極管電壓也均小于200 V.將實驗波形與仿真波形對比，其電壓大小以及變化基本一致.

圖9 變換器電壓波形Fig.9 converter voltage waveform

變換器各個器件的電流仿真與實驗波形對比圖見圖10.左側(cè)為仿真波形，右側(cè)為實驗波形，耦合電感原副邊電流波形與理論分析變化方式相同.而二極管D1、D2、D3的變化方式也相同.觀察輸出電感Lo的波形，可以看出，變換器的輸出側(cè)電流脈動非常小.對比仿真與實驗波形，其電壓大小以及變化基本一致.

圖10 變換器電流波形Fig.10 converter current waveform

5 結(jié)論

本文將Buck-Boost變換器的結(jié)構(gòu)進行改進，引入耦合電感升壓結(jié)構(gòu)，提出了一種具有低輸出電流紋波的高增益Buck-Boost變換器，具有以下特點：實現(xiàn)了輸出端電感零紋波電流輸出特性；引入耦合電感升壓結(jié)構(gòu)，變換器的電壓增益可通過耦合電感匝比n進行靈活調(diào)節(jié)；采用無源鉗位支路改善變換器的性能，實現(xiàn)開關(guān)管低應(yīng)力和漏感能量的吸收.