吳佳熙,于 映

(南京郵電大學(xué) 電子與光學(xué)工程學(xué)院、微電子學(xué)院,江蘇 南京 210046)

濾波器作為射頻系統(tǒng)中最關(guān)鍵的器件之一,在通信系統(tǒng)中發(fā)揮的作用十分重要。為了高效地利用頻譜資源,可調(diào)濾波器已成為當(dāng)前濾波器設(shè)計者們應(yīng)當(dāng)考慮的方向之一。可調(diào)濾波器具有增大頻率變化范圍、調(diào)節(jié)帶寬、調(diào)諧速度快等優(yōu)點,但是目前已有的可調(diào)濾波器存在帶外抑制性能較差、諧波無法抑制、結(jié)構(gòu)單一等缺點。因此傳輸零點可調(diào)和多通帶已成為當(dāng)前濾波器系統(tǒng)的重要發(fā)展方向,再者,可調(diào)濾波器在遠(yuǎn)程監(jiān)控雷達(dá)、遠(yuǎn)程探測衛(wèi)星和洲際彈道導(dǎo)彈等方面也具有一定的應(yīng)用價值。隨著新型材料和無源器件的快速發(fā)展,濾波器的可重構(gòu)已趨于成熟,但如何利用可調(diào)的傳輸零點實現(xiàn)通帶的帶內(nèi)抑制和帶外抑制仍需進(jìn)一步研究[1-6]。

濾波器具有多種實現(xiàn)調(diào)諧的方式如釔鐵石榴體、PIN 二極管、變?nèi)荻O管、MEMS 等,變?nèi)荻O管憑借其調(diào)諧速度快、電容變化范圍大、尺寸小、易集成、成本低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點為濾波器的可重構(gòu)提供了更多的可能性[7-8]。Chen[3]提出可以通過加載變?nèi)荻O管的半波長雙模諧振器實現(xiàn)對中心頻率的獨立控制。該濾波器在每條饋電微帶線上加載了一對長度不等的平行耦合短截線,從而在兩個通帶之間產(chǎn)生傳輸零點,并使得帶外抑制大于34 dB,但該濾波器無法單獨控制其傳輸零點。Zhang 等[4]提出了一種新型的雙通帶帶通濾波器,該濾波器是在三模階梯阻抗諧振器的基礎(chǔ)上加載變?nèi)荻O管和短截線來實現(xiàn)兩個通帶的獨立控制和設(shè)計,但該濾波器電路尺寸大,結(jié)構(gòu)復(fù)雜,帶外抑制差。You 等[5]提出了一種可調(diào)傳輸零點的帶通濾波器,該濾波器通過改變兩個諧振器的中心頻率來實現(xiàn)所需傳輸零點的可調(diào),并且其傳輸零點可在通帶兩側(cè)移動,但該濾波器只有一側(cè)有較好的帶外抑制,另一側(cè)抑制較差且傳輸零點移動范圍小,插入損耗較大。以上文獻(xiàn)中提出的多通帶濾波器結(jié)構(gòu)都比較復(fù)雜,如何設(shè)計一個傳輸零點可調(diào)、帶外抑制性能好、結(jié)構(gòu)簡單、多傳輸零點的多通帶濾波器仍是電路設(shè)計人員面臨的一個挑戰(zhàn)[9-10]。

本文基于階梯阻抗諧振器的基本理論,通過在SIR 結(jié)構(gòu)的微帶線上加載四個變?nèi)荻O管設(shè)計了一種傳輸零點可調(diào)并且可以利用可調(diào)的傳輸零點抑制通帶的緊湊型多通帶帶通濾波器。該濾波器由兩個折疊開環(huán)階躍阻抗諧振器(FOLSIR)組成,在不增加電路尺寸的情況下,可以獲得多個傳輸零點,具有較好的帶外抑制性能、結(jié)構(gòu)簡單緊湊等優(yōu)點,還可以通過改變變?nèi)荻O管的電容值單獨控制其中一個傳輸零點在0.5～2 GHz 范圍內(nèi)移動,并通過電磁仿真得到驗證。

1 SIR 諧振器分析

在微波頻段內(nèi),通常把微帶線作為無損耗處理[11]。階梯阻抗諧振器(SIR)是由兩段或者多段不同阻抗的傳輸線構(gòu)成的一種傳播橫向電磁波或者準(zhǔn)橫向電磁波的結(jié)構(gòu),它分為全波長型,半波長(λg/2)型以及四分之一波長(λg/4)型諧振器(如圖1 所示)。全波長型和λg/2 型SIR 諧振器相對于λg/4 諧振器體積較大并且會在兩倍頻附近產(chǎn)生二次諧波,二次諧波附近并不會產(chǎn)生特定的傳輸零點,因此帶外抑制特性較差。綜上所述,在實際應(yīng)用中往往采用λg/4 型SIR 諧振器[12-13]。

圖1 λg/4 型SIR 諧振器Fig.1 λg/4 SIR resonator

諧振器諧振頻率與特性阻抗比(SIR 的電氣長度)之間的關(guān)系描述為:

式中:θ是各部分的電氣長度;Rz=Z2/Z1是HIP 和LIP 的特性阻抗比。以微帶線為基本結(jié)構(gòu),各部分的特性由式(2)確定:

式中:f0是SIR 的諧振頻率;fs1是SIR 的第一個寄生諧振頻率。開路端輸入阻抗為:

根據(jù)諧振條件可得:

從式(4)可以看出,SIR 結(jié)構(gòu)諧振器的諧振條件與電長度θ、阻抗比Rz有關(guān)。通過諧振條件分析可得,通過改變兩段傳輸線的長度或者改變傳輸線的阻抗比都可以設(shè)計SIR 結(jié)構(gòu)的可重構(gòu)濾波器[14]。

基于以上理論本文設(shè)計了一個折疊開環(huán)的SIR 諧振器,如圖2 所示。SIR 的初始物理尺寸(W1,W2,W3)可根據(jù)式(5)和(6)得出。

圖2 SIR 諧振器結(jié)構(gòu)Fig.2 SIR resonator structure

式中:εr為介質(zhì)板的介電常數(shù);εre為有效介電常數(shù);W為微帶線寬度;h為介質(zhì)板的厚度。

本文的設(shè)計思想是通過引入變?nèi)荻O管實現(xiàn)對傳輸零點的控制,從而利用傳輸零點實現(xiàn)通帶抑制的效果。傳輸零點的控制取決于以下因素:(1)金屬通孔的大小;(2)L3之間的耦合強度;(3) 帶狀線之間距離S1?？梢酝ㄟ^合理選擇以上因素,設(shè)計出所要求的濾波器諧振頻率和獨特的傳輸零點。

2 濾波器設(shè)計與分析

濾波器選用Rogers 3010 材料,相對介電常數(shù)為10.2,損耗角正切為0.003,設(shè)計使用了二階的SIR 諧振器(圖2)并在諧振器的開路端加載四個變?nèi)荻O管,通過變?nèi)荻O管改變諧振器的電長度和耦合強度實現(xiàn)傳輸零點的可調(diào),最終設(shè)計出如圖3 所示的濾波器結(jié)構(gòu)。該濾波器可以通過調(diào)整微帶線之間的間隙和電容的大小來調(diào)整其傳輸零點的移動。經(jīng)過三維仿真軟件HFSS 對模型進(jìn)行優(yōu)化處理,濾波器參數(shù)如表1 所示。

表1 濾波器尺寸參數(shù)Tab.1 Parameters of filter

根據(jù)圖3 所示濾波器結(jié)構(gòu),運用HFSS 軟件結(jié)合上述理論得到該濾波器在0～3 pF 范圍內(nèi)的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖4 所示。仿真結(jié)果表明,該頻段內(nèi)濾波器有四個傳輸零點,因此具有較好的帶外抑制特性,并且隨著電容值在0～3 pF 內(nèi)的改變,最右側(cè)的傳輸零點可以在0.5～2 GHz 頻段內(nèi)自由移動,當(dāng)電容值分別為0,0.5 和2 pF 時,傳輸零點隨電容值的改變而移動使得濾波器在2.1,1.51 和0.57 GHz 的通帶被分別抑制,從而形成雙通帶的帶通濾波器并且都具有較好的帶外抑制特性。當(dāng)電容值為1.5 pF 和3 pF 時,傳輸零點分別移至0.9～1.3 GHz 和0～0.5 GHz 之間,形成雙傳輸零點的三通帶帶通濾波器。因此該濾波器可以抑制三通帶內(nèi)的任一通帶,使得帶通濾波器可以在三帶通或雙帶通兩種狀態(tài)下自由切換。

圖3 引入四個變?nèi)荻O管的SIR 濾波器結(jié)構(gòu)Fig.3 The structure of SIR filter with four capacitor tubes

圖4 加載變?nèi)荻O管后濾波器仿真結(jié)果。(a) C=0 pF;(b) C=0.5 pF;(c) C=1.5 pF;(d) C=2 pF;(e) C=3 pFFig.4 Simulation results of the filter after loading the varactor.(a) C=0 pF;(b)C=0.5 pF;(c) C=1.5 pF;(d)C=2 pF;(e)C=3 pF

由仿真結(jié)果可以看出,在0.5～2 GHz 頻段內(nèi),插入損耗小于1 dB 并且回波損耗大于10 dB;通過電容在0～3 pF 范圍內(nèi)的調(diào)控使得傳輸零點能在0.5～2 GHz 內(nèi)自由調(diào)節(jié),可以利用可調(diào)的傳輸零點實現(xiàn)濾波器的帶內(nèi)和帶外抑制。

3 濾波器制作與測試

最終濾波器實物如圖5 所示。介質(zhì)材料為Rogers 3010,基板厚度為0.635 mm,相對介電常數(shù)為10.2,損耗角正切為0.003,尺寸為30 mm× 37.85 mm,采用的變?nèi)荻O管型號為SMV2020-079LF。

圖5 可調(diào)濾波器實物圖Fig.5 The physical picture of the modulated filter

所設(shè)計的緊湊型電可調(diào)帶通濾波器測試結(jié)果如圖6 所示。可以看出,通過控制四個變?nèi)荻O管偏置電壓(0～20 V)的改變使得高頻處的傳輸零點逐漸向低頻移動,導(dǎo)致濾波器的三個通帶從右往左逐次被抑制。當(dāng)電容值為0 pF 時,傳輸零點移至高頻處并將第三通帶(2.03 GHz)抵制,形成雙通帶(中心頻率在1.02 GHz 和1.61 GHz)濾波器,但通帶內(nèi)的插入損耗較大。偏置電壓Vc為11 V 時電容值增大到0.5 pF,第二通帶(1.54 GHz)被抑制形成中心頻率在1.01 GHz 和1.93 GHz 的雙通帶濾波器。電壓Vc減小到1.5 V,電容值為2 pF 時,第一通帶(0.77 GHz)會被抑制,形成中心頻率在1.12 GHz 和1.69 GHz 的雙通帶濾波器。因此該濾波器可以通過改變電容值的大小調(diào)整傳輸零點的位置從而實現(xiàn)通帶抑制和通帶數(shù)量的改變。將圖6 實測結(jié)果與圖4 仿真結(jié)果進(jìn)行對比得出,通帶內(nèi)插入損耗實測結(jié)果比仿真結(jié)果惡化了1 dB 左右,但其因傳輸零點的可調(diào)而實現(xiàn)的帶內(nèi)帶外抑制性能一致。

圖6 加載變?nèi)荻O管后濾波器測試結(jié)果。(a) C=0 pF;(b) Vc=11 V, C=0.52 pF;(c) Vc=1.5 V,C=2 pF;(d) Vc=0 V, C=3 pFFig.6 Filter test results after loading varactor diodes.(a)C=0 pF;(b) Vc=11 V, C=0.52 pF;(c)Vc=1.5 V, C=2 pF;(d) Vc=0 V, C=3 pF

由于SMA 射頻連接器以及介質(zhì)基板的損耗,測試結(jié)果的插入損耗和回波損耗也相應(yīng)地稍有惡化,并且隨著電容值的變化使得傳輸線的等效電長度發(fā)生改變,從而使得中心頻率有所偏移,但總體而言實測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合較好,最終使得濾波器工作頻段在0.5～1.1 GHz,1.2～1.51 GHz,1.63～1.92 GHz 附近。

4 結(jié)論

本文設(shè)計了一款通過加載變?nèi)荻O管利用可調(diào)的傳輸零點來抑制通帶性能或者改變通帶數(shù)量的微帶線結(jié)構(gòu)的多通帶帶通濾波器。該濾波器通過SIR 諧振器末端的耦合產(chǎn)生傳輸零點,然后通過引入變?nèi)荻O管控制耦合強度大幅度提高了傳輸零點的可調(diào)范圍。濾波器實測結(jié)果表明,在0.5～2 GHz 頻段內(nèi)能較好地利用傳輸零點實現(xiàn)通帶的抑制和通帶數(shù)量的改變,并且通帶的插入損耗小于3 dB,帶外抑制優(yōu)于40 dB。與現(xiàn)有的研究結(jié)果相比,該電調(diào)濾波器的研究不僅大大提高電調(diào)濾波器的帶外抑制性能,而且可以利用可控的傳輸零點抑制通帶或諧波,縮小濾波器的體積。這種傳輸零點可調(diào)的濾波器研究可為移動通信系統(tǒng)的頻段提供更多的選擇,具有很好的研究意義。