郭向偉，劉 震，胡治國，艾永樂，耿佳豪

（河南理工大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院，焦作 454000）

動力電池應(yīng)用于新能源汽車時，由于單體電池容量及電壓較低，為了達(dá)到所需的電壓或功率要求，必須進(jìn)行相應(yīng)的串并聯(lián)才可以滿足不同的需求[1]。由于單體電池在制造和使用過程中，受到內(nèi)阻變化和電池老化等自身因素以及工作溫度等外部因素影響，電池組普遍存在不一致性問題，進(jìn)而導(dǎo)致電池組可能出現(xiàn)過充、過放現(xiàn)象，降低電池組能量利用率和循環(huán)壽命，甚至危及電池組的使用安全[2-3]。為了消除電池組的不一致問題，延長電池組循環(huán)壽命，必須對其進(jìn)行有效均衡。

均衡技術(shù)的研究主要集中在高效、可靠的均衡拓?fù)?。電池組均衡拓?fù)浒茨芰亢纳⑿问讲煌煞譃槟芰亢纳⑿秃头呛纳⑿?。文獻(xiàn)[4]采用的并聯(lián)電阻方法屬于能量耗散型拓?fù)?，一方面降低了能量利用率，另一方面產(chǎn)生了散熱問題，且均衡電流小，但由于其結(jié)構(gòu)簡單，成本低，仍然被廣泛使用；文獻(xiàn)[5-6]采用電感均衡，具有均衡電流可控性強(qiáng)、均衡效率高的特點(diǎn)，但其電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且電感數(shù)量較多，不利于均衡系統(tǒng)體積的縮小；文獻(xiàn)[7]提出的基于開關(guān)電容器的均衡拓?fù)渚哂畜w積小、易于控制的優(yōu)點(diǎn)，但其均衡效率低，且電容均衡時間較長，當(dāng)電池單體之間電壓相差小時此問題尤其明顯；文獻(xiàn)[8]采用LC 諧振電路進(jìn)行均衡，可以實(shí)現(xiàn)單體到單體的均衡，均衡速度快，均衡效率高，但開關(guān)器件多，成本高，控制復(fù)雜；文獻(xiàn)[9-10]利用單繞組或多繞組變壓器將電能與磁能進(jìn)行相互轉(zhuǎn)換，實(shí)現(xiàn)能量在單體之間雙向傳輸，這種均衡電路優(yōu)點(diǎn)是均衡速度快，但是結(jié)構(gòu)復(fù)雜，成本高，不易擴(kuò)展，且存在繞組變壓器飽和的問題；文獻(xiàn)[11-13]利用Cuk、Buck-Boost 等變換器構(gòu)成雙向反激DC-DC 功率變換器，其能量傳輸更靈活，可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動，均衡速度快，容易實(shí)現(xiàn)模塊化，但其電路構(gòu)成及控制信號復(fù)雜，且存在繞組的磁損耗問題，成本較高。

基于對前述學(xué)者研究內(nèi)容的分析，本文提出一種基于LC-L 儲能的串聯(lián)電池組均衡拓?fù)?，通過利用電感電容諧振電路和電感緩沖電路實(shí)現(xiàn)均衡能量直接在端電壓最高、最低的單體間轉(zhuǎn)移，且能減緩均衡電流突變對均衡效果的影響，具有均衡速度快、電路結(jié)構(gòu)簡單、控制簡單且易擴(kuò)展的特點(diǎn)。

1 均衡拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

1.1 均衡拓?fù)?/h3>

均衡電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，電池組內(nèi)各單體分別記為B1～Bn。均衡拓?fù)溆勺蟆⒂覂蓸虮鄣亩O管、MOS 管S1～S2n、LC-L 儲能電路組成。LC-L 電路的作用是完成均衡能量的轉(zhuǎn)移，并減小沖擊電流對電池的影響，由電感L、電容C、二極管VD 和di/dt抑制電路組成，其中di/dt 抑制電路由緩沖電感Lb、電阻Rb和二極管VDb組成。

圖1 均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Balancing topology

LC-L 儲能電路中起到能量轉(zhuǎn)移作用的是電感和電容，其中電容在MOS 管換流期間為電感提供續(xù)流回路，保證了均衡能量順利的儲存和傳遞。如果該均衡拓?fù)錄]有電容，當(dāng)控制單體放電的MOS管和控制單體充電的MOS 管斷開、導(dǎo)通不能瞬間完成時，會導(dǎo)致儲存在電感中的能量不能及時傳遞而損失掉，即低電量的單體電池得不到均衡。而MOS 管實(shí)際應(yīng)用時，由于存在上升時間和下降時間，必然導(dǎo)致斷開和導(dǎo)通過程存在一定時間間隔，不能瞬間完成。di/dt 抑制電路用于減小MOS 管斷開、開通時的電流突變，消除電流尖峰對單體電池的不利影響。在PSIM 仿真軟件中驗(yàn)證電容在該均衡拓?fù)涞谋匾?。均衡拓?fù)溟_關(guān)切換時間設(shè)為0.1 μs，在有、無電容的情況下，一個均衡周期內(nèi)流過二極管VD的均衡電流對比如圖2 所示。

從圖2（a）可以看出，當(dāng)均衡拓?fù)錄]有電容為電感提供續(xù)流時，在控制電感充電的MOS 管關(guān)斷瞬間，如果電感放電回路MOS 管沒有開通，則電感會感生出較大的電動勢，電流突變?yōu)?，即低電量的單體電池得不到均衡，這樣的均衡是不可取的，因?yàn)樵趯?shí)際應(yīng)用過程中，MOS 管都有開啟時間和關(guān)斷時間，不能保證控制電感充電的MOS 管斷開和控制電感放電的MOS 管導(dǎo)通瞬間完成。若采用該均衡拓?fù)鋾r，由于電容可以為電感的能量提供續(xù)流通道，保證了均衡能量的順利傳遞，從圖2（b）可以看出低電量的單體電池得到了均衡。

圖2 單體電池的均衡電流對比Fig.2 Comparison of balancing current in single cell

1.2 均衡原理

采用單體電壓值作為均衡的不一致性指標(biāo)，因該方法比較容易搭建實(shí)驗(yàn)平臺且更常見[14-16]。假設(shè)開關(guān)為理想開關(guān)，單體電池B1的電壓最高，為U1；單體電池Bn-1的電壓最低為Un-1。忽略均衡過程的電阻損耗，從能量轉(zhuǎn)移的角度，將一個周期的均衡過程分成3 個階段，每個階段的電流回路如圖3 所示。

第1 階段：高電壓單體電池進(jìn)行放電均衡。如圖3 中的回路①所示，控制MOS 管S1和S2導(dǎo)通，單體電池B1放電，電感和電容同時儲能，電感電流逐漸增加。當(dāng)電感電流增加到設(shè)定值時，關(guān)斷S1和S2，設(shè)此時電感L 的電流為I1L，電容電壓等于U1，第1 階段結(jié)束。

第2 階段：LC-L 儲能電路內(nèi)部能量進(jìn)行轉(zhuǎn)化。此階段對應(yīng)S1、S2關(guān)斷之后、MOS 管S2n-1、S2n-4閉合之前的時間，即開關(guān)切換時間。此階段電流回路如圖3 中②和③所示，一方面電容給電感充電，另一方面di/dt 抑制電路減小MOS 管斷開、閉合時的電流突變。

圖3 均衡電路的電流回路Fig.3 Current loop in balancing circuit

第3 階段：低電壓單體電池進(jìn)行均衡充電。S2n-1、S2n-4閉合，電感L 及di/dt 抑制電路中電感Lb上電流逐漸減小，LC-L 儲能電路經(jīng)過回路④為單體電池Bn-1充電。

2 均衡拓?fù)鋮?shù)計算

均衡拓?fù)渲须姼斜仨毠ぷ髟陔娏鲾嗬m(xù)模式，才能避免出現(xiàn)電感磁滯飽和現(xiàn)象。要使該均衡拓?fù)溥\(yùn)行于電流斷續(xù)模式下，則應(yīng)該選擇合適的開關(guān)頻率、占空比、電感峰值電流。參數(shù)計算過程如下。

假設(shè)在均衡電路中單體電池Bi的電壓最大，控制電路控制相應(yīng)左、右橋的MOS 管S2i-1和S2i導(dǎo)通對單體電池Bi進(jìn)行放電均衡，其中i=1，2，…，n。假設(shè)單體電池Bj的電壓低于其他單體，控制電路控制相應(yīng)左、右橋的MOS 管S2j-2和S2j+1導(dǎo)通對其進(jìn)行充電均衡，其中j=1，2，…，n 且j≠i。為便于表示，令各單體電池Bn的電壓為Un，其中n 是大于1 的整數(shù)，代表電池組第n 節(jié)電池；時間為t；均衡周期為T；兩路PWM 波占空比分別為α 和α′；電感為L；緩沖電感為Lb；電容為C。均衡過程中，能量轉(zhuǎn)移主要依靠電感，均衡能量的大小是由電感決定的，故需確定電感峰值電流。MOS 管S2i-1和S2i導(dǎo)通時，單體電池Bi為LC-L 儲能電路充電，流過電感的電流線性上升，忽略閉合回路的導(dǎo)通電阻，電感的峰值電流為

式中，ILmax為電感峰值電流。di/dt 抑制電路會與電感進(jìn)行分壓，故式（1）采用電壓的修正值近似考慮。在MOS 管S2i-1、S2i關(guān)斷、S2j-2、S2j+1導(dǎo)通前，LC-L 儲能電路中電感能量經(jīng)過電容進(jìn)行續(xù)流，同時di/dt 抑制電路中緩沖電感能量經(jīng)過電阻Rb和二極管VDb進(jìn)行續(xù)流。對于di/dt 抑制電路構(gòu)成的回路，根據(jù)基爾霍夫定律可得

式中，Ib為流過Rb的電流。對上述微分方程求解，并代入初始條件得

當(dāng)MOS 管S2j-2、S2j+1導(dǎo)通時，LC-L 儲能電路為單體電池Bj充電，流過電感的電流開始下降，單體電池Bj儲能。設(shè)這一階段經(jīng)歷的時間為Δt，電感電流也近似滿足斜坡函數(shù)，這一階段經(jīng)歷的時間近似為

此時MOS 管S2j-2、S2j+1關(guān)閉。考慮這一階段留有死區(qū)時間td，為保證該均衡電路運(yùn)行在電流斷續(xù)模式，則有

根據(jù)上述分析，可得MOS 管S2j-2、S2j+1控制信號的占空比最小值為

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置

為驗(yàn)證所提新型均衡方法的有效性，搭建了如圖4 所示采用4 節(jié)單體電池串聯(lián)的均衡實(shí)驗(yàn)平臺。具體的均衡電路的參數(shù)見表1，單體電池為日本三洋公司生產(chǎn)的18650 型三元鋰電池，電池的標(biāo)稱電壓為3.7 V?？刂破魍ㄟ^判斷采樣電路采集的各個單體電池電壓的大小，分別對最高和最低電壓單體對應(yīng)的MOS 管施加驅(qū)動信號PWM1和PWM2。

圖4 均衡實(shí)驗(yàn)平臺Fig.4 Platform for balancing experiment

表1 均衡電路的參數(shù)Tab.1 Parameters of balancing circuit

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

圖5 為該均衡拓?fù)涞膬δ茉H為一個電感時的均衡實(shí)驗(yàn)波形。圖5（a）為開關(guān)間隔0 μs 時控制信號和均衡電流的波形，在一個控制信號周期內(nèi)，施加PWM1控制信號時，均衡電流近似直線上升，說明高電量單體向電感充電；施加PWM2控制信號時，均衡電流直線下降，說明電感向低電量單體放電，每個均衡周期電感工作在電流斷續(xù)模式；圖5（b）為開關(guān)間隔2 μs 時控制信號和均衡電流的波形，相較于圖5（a），其均衡電流上升部分不變，但其下降部分近似直線下降，幾乎瞬間為0，說明在開關(guān)間隔內(nèi)，電感儲存的能量大部分都損失了。

圖5 單電感的均衡實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Waveforms in balancing experiment with single inductance

圖6 為LC-L 均衡拓?fù)涞木鈱?shí)驗(yàn)波形。圖6（a）為開關(guān)間隔0 μs 時控制信號和均衡電流的波形，圖6（b）為開關(guān)間隔2 μs 時控制信號和均衡電流的波形。從實(shí)驗(yàn)波形可以看出該拓?fù)湓陂_關(guān)間隔為2 μs時，得益于電容對電感的續(xù)流作用，均衡能量仍然能夠正常傳輸，且較開關(guān)間隔為0 μs 時，均衡能量幾乎沒有損失。

圖6 LC-L 均衡拓?fù)涞木鈱?shí)驗(yàn)波形Fig.6 Waveforms in balancing experiment with LC-L balancing topology

圖7 為開關(guān)間隔為0 μs 時截取的兩個控制信號周期內(nèi)4 個單體電池電壓的變化波形。當(dāng)施加驅(qū)動信號PWM1時，電壓最大的單體電池Bmax進(jìn)行放電，其單體電壓逐漸下降，當(dāng)驅(qū)動信號PWM1消失后，因?yàn)闃O化效應(yīng)，其單體電壓又上升一部分；當(dāng)施加驅(qū)動信號PWM2時，電壓最小的單體電池Bmin進(jìn)行充電，因?yàn)闃O化效應(yīng)，其單體電壓先上升后逐漸下降。

圖7 電池電壓變化波形Fig.7 Varying waveforms of battery voltage

整體均衡實(shí)驗(yàn)過程如下：電池組先以0.5 A 的電流充電60 min，再擱置60 min，最后以0.5 A 的電流放電30 min。此過程包含了充電過程、放電過程和擱置狀態(tài)的均衡，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8 所示。初始時刻單體B2的電壓最大，電體B3的電壓最小，各單體電池最大壓差為100 mV，滿足均衡電路工作條件。在充電過程中，單體B2的電壓上升的趨勢變緩，單體B3的電壓上升趨勢加快。最后，4 個單體的電壓變化趨于一致，擱置狀態(tài)和放電狀態(tài)各單體電壓進(jìn)一步趨于一致，至均衡電路工作結(jié)束時，各單體電池最大壓差為50 mV，達(dá)到預(yù)設(shè)估計精度。由于鋰電池存在極化效應(yīng)，導(dǎo)致圖8 中橢圓形符號內(nèi)的電壓發(fā)生突變。均衡實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該新型均衡方法對串聯(lián)電池組具有良好的動靜態(tài)均衡效果。

圖8 均衡實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.8 Results of balancing experiment

4 與傳統(tǒng)均衡拓?fù)涞膶Ρ?/h2>

以n 個單體構(gòu)成的電池組為例，將LC-L 均衡拓?fù)浜蛡鹘y(tǒng)的均衡拓?fù)溥M(jìn)行比較，主要包含均衡拓?fù)湓骷臄?shù)量及均衡性能，結(jié)果見表2。圖9 為包含5 個單體的串聯(lián)電池組具體均衡拓?fù)涞臄?shù)量對比，圖10 為具體均衡性能的對比。拓?fù)? 是電阻耗散型均衡拓?fù)?，雖然所用器件最少，成本最低，但其效率太低，且能量的熱耗散問題嚴(yán)重，這對車輛的續(xù)航里程及安全性影響較大。拓?fù)? 采用多電感進(jìn)行電池能量的均衡，均衡能量在電壓最高單體和部分電池組間轉(zhuǎn)移。一方面沒有對電壓最低的單體進(jìn)行均衡，可能導(dǎo)致電池組過放；另一方面也使不需要均衡的單體參與了均衡過程，增加了電池內(nèi)阻帶來的能量損耗?；贚C-L 儲能的新型均衡拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)均衡能量直接在電壓最高和最低單體間轉(zhuǎn)移，理論上具有更完善的均衡功能和均衡效率。拓?fù)? 屬于開關(guān)電容型均衡拓?fù)?，雖然其控制簡單，但是由于以電容作為儲能元件的均衡方案實(shí)質(zhì)是依靠兩單體電池間的電壓差實(shí)現(xiàn)能量的轉(zhuǎn)移，當(dāng)單體壓差相差不大時，均衡時間較長。拓?fù)? 所需器件較多且控制復(fù)雜，但是可以實(shí)現(xiàn)能量最高單體和能量最低單體間能量的直接轉(zhuǎn)移，均衡效率高，可用于大功率設(shè)備的應(yīng)用。拓?fù)? 雖然均衡速度快，但采用的器件過多，結(jié)構(gòu)復(fù)雜。拓?fù)? 雖然使用開關(guān)器件較少，但其和拓?fù)? 都存在繞組變壓器磁通飽和等問題，且成本高。拓?fù)? 可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動，均衡速度快，但存在兩單體電池之間反復(fù)進(jìn)行能量傳遞，會降低電池壽命，且控制復(fù)雜?；贚C-L 儲能的新型均衡拓?fù)浜屯負(fù)? 雖同屬于LC 諧振型，但本文拓?fù)淠芰總鬏數(shù)谋举|(zhì)是依靠電感，具有可控性強(qiáng)的特點(diǎn)，且其MOS 管數(shù)量減少近一半，其成本大大降低。需要說明的是，新型均衡拓?fù)湓骷?shù)目的優(yōu)點(diǎn)并不突出，這主要取決于新型均衡方法所需二極管數(shù)目較多，而隨著半導(dǎo)體器件的發(fā)展，二極管的體積越來越小，成本也越來越低，且正向?qū)▔航堤匦院头聪囡柡碗娏魈匦砸苍絹碓嚼硐搿＞鈱?shí)驗(yàn)采用肖特基二極管，具有體積小、正向壓降低等特點(diǎn)。

圖9 拓?fù)淦骷?shù)目的比較Fig.9 Comparison of the number of topological devices

圖10 拓?fù)渚庑阅艿谋容^Fig.10 Comparison of topology balancing performance

表2 LC-L 均衡拓?fù)渑c傳統(tǒng)均衡拓?fù)涞膶Ρ龋ㄒ詎 個單體為例）Tab.2 Comparison between LC-L and traditional balancing topologies（with n cells taken as an example）

5 結(jié)語

在分析國內(nèi)外均衡拓?fù)溲芯楷F(xiàn)狀的基礎(chǔ)上，本文創(chuàng)新性地提出了一種基于LC-L 儲能的串聯(lián)電池組均衡方法，在采用電感作為基礎(chǔ)儲能元件的基礎(chǔ)上，利用電容提供續(xù)流回路，為能量的可靠傳遞提供了保證。另外，di/dt 抑制電路減小了沖擊電流對均衡對象的影響。新型均衡拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)均衡能量直接在端電壓最高和最低單體間轉(zhuǎn)移，具有結(jié)構(gòu)簡單、控制簡單、均衡電流可控和易擴(kuò)展的特點(diǎn)。通過搭建實(shí)驗(yàn)平臺驗(yàn)證了新型均衡拓?fù)涞挠行?，通過與傳統(tǒng)均衡拓?fù)涞膶Ρ?，說明了新型均衡拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)。