陳 謀 何常德 孟亞楠 張斌珍 任勇峰 張文棟

(中北大學 儀器科學與動態(tài)測試教育部重點實驗室 太原 030051)

0 引言

近年來，基于超聲技術(shù)的成像系統(tǒng)在醫(yī)學領(lǐng)域的研究越發(fā)深入，而超聲換能器的研制則以傳統(tǒng)的壓電換能器以及基于微機電系統(tǒng)(Microeletromechanical system,MEMS)工藝的電容式微機械超聲換能器(Capacitive micromachined ultrasonic transducer,CMUT)為主。相較于壓電換能器，CMUT 具有高靈敏度、微型化、寬頻帶、易于陣列化等優(yōu)點[1?4]。然而，實現(xiàn)CMUT陣列超聲信號的實時收發(fā)，仍然是目前CMUT器件測試與研究的一大難點。針對32 陣元的CMUT 陣列，本文設(shè)計包含現(xiàn)場可編程門陣列(Field programmable gate array,FPGA)控制電路、脈沖電路以及接收電路的32 通道收發(fā)電路來實現(xiàn)CMUT 陣列超聲信號的實時發(fā)射以及接收。

1 電容式微機械超聲換能器(CMUT)

1.1 CMUT器件工作原理

CMUT 陣列是由CMUT 陣元所組成，每個陣元則是由上千個敏感單元組成。CMUT敏感單元結(jié)構(gòu)如圖1(a)所示，自上而下結(jié)構(gòu)分別為上電極、硅薄膜、空腔、硅襯底、下電極，其中上下電極構(gòu)成了平行板電容器[5?6]。當CMUT工作時，需要在上下電極之間加一個直流偏置電壓，振膜在靜電力的作用下發(fā)生形變[7]，如圖1(b)所示，此時電場力與振膜的彈性恢復力處于平衡狀態(tài)。

圖1 CMUT 敏感單元結(jié)構(gòu)及直流偏置作用下的結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 CMUT sensitive cell structure and structure of CMUT under DC bias

CMUT 有兩種工作模式，分別是發(fā)射模式和接收模式。圖2(a)為發(fā)射模式，通過在CMUT 上下電極之間施加直流偏置電壓，振膜在靜電力與彈性恢復力作用下處于向下拉伸的平衡狀態(tài)，當施加一定頻率的交流電壓信號，就會使得薄膜振動發(fā)出超聲波。圖2(b)為接收模式，在直流偏置電壓作用的基礎(chǔ)上，CMUT 在外界超聲波作用下發(fā)生機械振蕩，電容值發(fā)生變化，從而產(chǎn)生微弱的電流信號。CMUT輸出電流信號iCMUT可表示為[8]

圖2 CMUT 的兩種工作模式Fig.2 Two working modes of CMUT

式(1)中：iCMUT為CMUT輸出的電流信號，A；VDC為直流偏置電壓，V；A為振動薄膜的面積，m2；C(t)為CMUT 的電容值，F(xiàn)；ε0為真空介電常數(shù)，F(xiàn)/m；d(t)為空腔厚度變化量，m；?d(t)/?t為CMUT 振動薄膜的振動速度，m/s。通過設(shè)計跨阻放大電路，可以將微弱電流信號提取出來，實現(xiàn)I/V 信號的轉(zhuǎn)化以及放大。

1.2 CMUT陣列配電方式及參數(shù)

CMUT 為兩端器件，傳統(tǒng)施加激勵的方式為CMUT 器件的一端施加交流激勵和直流偏置電壓，另一端接地，然而交流激勵、直流偏置電壓以及CMUT器件三者會相互影響，交流激勵與直流偏置電壓內(nèi)的噪聲會影響接收信號，另外交流與直流相疊加更容易造成器件的損壞。因此，本文設(shè)計的收發(fā)電路采用CMUT器件一端施加交流激勵，另一端施加直流偏置電壓的供電方式，同時直流偏置電壓端口，通過旁路電容接地，既提高了CMUT 器件靈敏度，也在一定程度上對CMUT 器件進行了保護，還大幅提高了輸出信號的信噪比。

測試時使用的兩個CMUT器件參數(shù)相同，通過polytec 設(shè)備對器件的諧振頻率進行測試，得到器件的中心頻率為3 MHz，工作頻帶為2～4 MHz，塌陷電壓為70 V，工作電壓約為40 V。利用E4990A 阻抗分析儀對CMUT器件進行C-V測試，可以得到以下結(jié)論：在電壓允許范圍內(nèi)，CMUT 器件的動態(tài)電容值隨著直流偏置電壓的增加而快速增加，因此，擬采用20 Vpp的交流信號，配合20 V 的直流偏置電壓為CMUT器件提供激勵。通過對CMUT 器件非線性機理的研究，雙極性方波脈沖信號對CMUT器件的非線性抑制能力最強[9]，通過HSA4101功率放大器設(shè)備對CMUT 器件的發(fā)射性能進行反復測試，發(fā)現(xiàn)利用5 個方波脈沖、53%的占空比對CMUT 器件驅(qū)動，所取得的接收信號是最好的。因此，擬設(shè)計收發(fā)電路，產(chǎn)生20 Vpp、3 MHz、53%占空比的5個方波脈沖，配合20 V 直流偏置電壓為CMUT 器件提供發(fā)射電信號，接收端采用跨阻放大電路實現(xiàn)CMUT器件輸出的微弱電流信號的檢測。

2 CMUT陣列收發(fā)電路設(shè)計

針對CMUT 陣列超聲信號實時收發(fā)特性，設(shè)計基于EP4CE10F17C8N 芯片的FPGA 控制電路，利用FPGA 控制電路實現(xiàn)脈沖電路的實時控制；針對CMUT 陣列超聲信號發(fā)射特性，設(shè)計基于MAX14808 芯片的32 通道脈沖電路為CMUT 陣列提供方波激勵，激勵CMUT 陣列產(chǎn)生超聲信號；針對CMUT 陣列超聲信號接收特性，設(shè)計基于LTC6269-10 芯片的32 通道跨阻放大電路，實現(xiàn)CMUT 器件輸出微弱電流信號的檢測放大。32 通道收發(fā)電路原理如圖3所示。計算機通過FPGA 實時控制脈沖電路，脈沖電路通過HVOUT 端口為32個CMUT 陣元提供32 路方波脈沖信號，同時接收CMUT 器件的回波信號，CMUT 器件的另一端施加20 V 直流偏置電壓VDC，來提高CMUT 器件靈敏度，通過100 nF的旁路電容C1接地，濾除直流偏置電壓內(nèi)的噪聲，提高輸出信號信噪比；CMUT 器件回波信號經(jīng)MAX14808 芯片內(nèi)部的T/R 隔離開關(guān)，由LVOUT端口傳輸至跨阻放大電路，在跨阻放大電路內(nèi)實現(xiàn)電流-電壓信號的轉(zhuǎn)化，并在示波器上進行顯示。

圖3 32 通道收發(fā)電路原理圖Fig.3 32 channel transceiver circuit schematic diagram

2.1 FPGA控制電路

針對32 通道脈沖信號的實時控制，設(shè)計基于Altera 公司EP4CE10F17C8N 芯片的FPGA 控制電路，EP4CE10F17C8N 芯片具有164 個有效I/O引腳，按照1 通道脈沖信號需要2 路差分控制信號以及1 片MAX14808 芯片需要2 路時鐘控制信號計算，F(xiàn)PGA 控制電路總計需要72 路有效I/O 引腳，而EP4CE10F17C8N 芯片完全滿足設(shè)計要求。其中16 路差分控制信號寄存器轉(zhuǎn)換電路(Register transfer lever,RTL)原理圖如圖4所示。通過Verilog編寫硬件語言，利用Modelsim 進行仿真，2 路差分控制信號及時鐘信號仿真結(jié)果如圖5所示。

圖4 16 通道差分控制信號RTL 原理圖Fig.4 RTL schematic diagram of 16 channel differential control signal

圖5 Modelsim 時序仿真結(jié)果Fig.5 Modelsim timing simulation results

對于MAX14808 芯片而言，低電平有效，因此當?shù)碗娖叫盘杹砼R時，MAX14808 芯片會產(chǎn)生正負極性脈沖信號，從而實現(xiàn)利用FPGA對脈沖電路的控制，并通過修改控制時序代碼，可以實現(xiàn)頻率、脈沖個數(shù)以及占空比的在線調(diào)試。

2.2 脈沖電路

針對32陣元的CMUT陣列，設(shè)計基于4片MAX 14808 芯片的32 通道脈沖電路[10]。MAX14808 芯片是醫(yī)學超聲成像專用芯片，具有8 個高壓輸出通道，輸出信號的幅值可達±105 V。區(qū)別于傳統(tǒng)的發(fā)射電路芯片，MAX14808 芯片內(nèi)置T/R 隔離開關(guān)，可以實現(xiàn)脈沖信號的限幅，保護下一級電路不受高壓信號的損壞，且芯片有發(fā)射模式以及發(fā)射接收模式，在發(fā)射接收模式下，回波信號可以通過LVOUT端輸送至下一級電路，實現(xiàn)信號的收發(fā)，滿足CMUT 器件發(fā)射電路的設(shè)計要求，同時為發(fā)射電路部分與接收電路部分的連接提供了可能。根據(jù)MAX14808 芯片手冊以及收發(fā)電路整體設(shè)計思路，設(shè)計如圖6所示脈沖電路原理圖。

圖6 脈沖電路原理圖Fig.6 Schematic diagram of pulse circuit

FPGA 控制電路通過DINN、DINP 通道輸入差分控制信號，對脈沖電路進行控制；脈沖電路通過HVOUT通道與CMUT器件相連接，為其提供方波脈沖信號，同時接收CMUT 回波信號；回波信號經(jīng)MAX14808 芯片內(nèi)置的T/R 隔離開關(guān)后，通過LVOUT通道與跨阻放大電路相連接。

2.3 跨阻放大電路

與壓電換能器不同，CMUT 器件的輸出信號為微弱電流信號，針對32 通道微弱電流信號檢測特點，設(shè)計基于16 片LTC6269-10 芯片的32 通道跨阻放大電路，實現(xiàn)電流-電壓信號的轉(zhuǎn)化放大，LTC6269-10芯片是2 通道低噪聲跨阻放大芯片，增益帶寬積高達4 GHz，基于LTC6269-10 芯片設(shè)計的跨阻放大電路，完全滿足對3 MHz 的CMUT 器件放大10k 的需求?？缱璺糯箅娐纷鳛榈湫偷碾娏餍盘枡z測電路，其如何與CMUT 器件具體結(jié)合使用，是CMUT 器件前端電路設(shè)計的重點，而如何實現(xiàn)CMUT器件輸出的微弱電流信號的檢測放大，并取得良好的輸出信號，是跨阻放大電路設(shè)計的難點，跨阻放大電路原理圖如圖7所示。

圖7 跨阻放大電路原理圖Fig.7 Schematic diagram of transimpedance amplifier circuit

回波信號經(jīng)LVOUT 端輸送至跨阻放大電路，C1電容為隔直電容，可以隔絕支路中存在的直流電壓，CMUT器件產(chǎn)生的電流信號iCMUT經(jīng)過反饋電阻Rf轉(zhuǎn)化放大為輸出電壓vo，并在示波器上直觀顯示。圖7中Cf為反饋電容，與Rf并聯(lián)引入新的極點，增加了電路穩(wěn)定性，防止電路出現(xiàn)自激現(xiàn)象，還可以有效濾除反饋電阻Rf上流經(jīng)電流產(chǎn)生的熱噪聲，同時決定了跨阻放大電路的截止頻率f0，截止頻率f0可表示為

式(2)中：f0為跨阻放大器截止頻率，Hz。

除此之外，圖7中R1為補償電阻，保證了運算放大器同相反相輸入端的輸入電阻相同，從而確?！碧摰亍崩碚摮闪?，防止產(chǎn)生失調(diào)電壓[11]；C2為并聯(lián)的旁路電容；RL為示波器負載，跨阻放大倍數(shù)可表示為

式(3)中：V1為反相輸入端節(jié)點電壓，V。由于“虛地”理論的存在，V1≈0，因此，vo ≈?Rf·iCMUT。

對基于LTC6269-10芯片設(shè)計的跨阻放大電路，利用Ltspice 軟件進行交流仿真分析，各參數(shù)設(shè)置如下：C1=10 μF，C2=100 nF，Cf=3 pF，R1=10 k?，Rf=10 k?，RL=2 k?，芯片采用±2.5 V雙電源供電，仿真條件及結(jié)果如圖8所示。

由圖8可知，跨阻放大電路增益為80 dB，帶寬為5 MHz，根據(jù)公式(2)～(3)以及增益計算公式A=20 lgRf計算可得，跨阻放大電路理論增益為80 dB，帶寬為4.8 MHz，0.2 MHz 帶寬誤差在允許范圍內(nèi)，驗證了仿真與理論的一致性。

圖8 跨阻放大電路交流仿真結(jié)果Fig.8 AC simulation results of transimpedance amplifier

3 系統(tǒng)測試與結(jié)果分析

3.1 電路板性能測試

對FPGA 控制下的脈沖電路進行性能及一致性測試，為MAX14808芯片提供±10 V的雙極性電壓，1路脈沖信號測試如圖9所示。

由圖9可知，脈沖電路的輸出幅值為20.3 Vpp，頻率為3.946 MHz，占空比為53.09%，脈沖個數(shù)為5個，其中幅值、頻率、占空比以及脈沖個數(shù)與FPGA以及外部直流電源的預(yù)設(shè)參數(shù)存在微小偏差，但誤差在CMUT器件驅(qū)動條件允許范圍內(nèi)，從而驗證了FPGA 控制下的脈沖電路具有良好的驅(qū)動CMUT器件的性能。

圖9 高壓脈沖測試圖Fig.9 High-voltage pulse test chart

脈沖信號的幅值作為CMUT 器件的激勵條件中影響最大的參數(shù)，利用外部直流電源設(shè)備，為脈沖電路依次供電±5 V、±7.5 V、±10 V、±12.5 V、±15 V，記錄脈沖電路在不同的輸入電壓控制下的雙極性輸出電壓，5 個雙極性脈沖輸出電壓理論值分別為10 Vpp、15 Vpp、20 Vpp、25 Vpp、30 Vpp。32通道輸出電壓數(shù)據(jù)測試結(jié)果如表1所示。

表1 32 通道脈沖信號幅值測試結(jié)果Table 1 Test results of 32 channel pulse signal amplitude

用于測試的CMUT 器件的最佳工作頻率為3 MHz；在同樣測試條件下，輸出波形最好的占空比參數(shù)為53%。利用FPGA 對脈沖電路的頻率、占空比進行參數(shù)預(yù)設(shè)，對32 通道脈沖電路產(chǎn)生的頻率、占空比進行測試并記錄，32 通道脈沖信號頻率、占空比數(shù)據(jù)測試結(jié)果如表2所示。

表2 32 通道脈沖信號頻率、占空比測試結(jié)果Table 2 The results of 32 channel pulse signal frequency and duty cycle

根據(jù)表1，對32 通道脈沖電路不同電壓級下的輸出電壓進行繪圖，并進行一致性分析，散點分布如圖10所示。

由表1及圖10可知，理論上10 Vpp、15 Vpp、20 Vpp、25 Vpp、30 Vpp輸出電壓條件下，實際輸出電壓最大誤差分別為?0.4 Vpp、?0.4 Vpp、±0.3 Vpp、0.4 Vpp、±0.2 Vpp，利用統(tǒng)計學中線性擬合方式對散點一致性進行分析，其殘差平方和分別為0.91875、0.91969、0.91862、0.98875、0.475。由此可知，32通道脈沖電路的輸出電壓在不同輸入電壓控制下，均具有良好的一致性，其中以30 Vpp輸出電壓控制條件下的輸出電壓一致性最為良好。

圖10 32 通道脈沖電路不同輸出電壓一致性Fig.10 Consistency of different output voltages in 32 channel pulse circuit

根據(jù)表2，將32通道脈沖電路輸出信號的頻率、占空比數(shù)值繪制成散點圖，并進行一致性分析，散點分布如圖11所示。

由表2及圖11(a)可知，理論3 MHz 輸出頻率條件下，實際輸出頻率最大誤差為0.087 MHz，殘差平方和為0.04314。由表2及圖11(b)可知，理論53%輸出占空比條件下，實際輸出占空比最大誤差為0.11%，殘差平方和為0.06607，其中存在的誤差主要來自硬件電路設(shè)計過程中元器件參數(shù)誤差、導線長度一致性誤差以及編程過程中存在的微小誤差等，誤差大小在允許范圍內(nèi)，綜上分析可知，32通道脈沖電路輸出信號的頻率、占空比具有良好的一致性。

圖11 32 通道脈沖電路頻率、占空比一致性Fig.11 Consistency of frequency and duty cycle of 32 channel pulse circuit

對跨阻放大電路的接收性能進行測試，利用HAS4101 功率放大器設(shè)備，發(fā)射幅值為20 Vpp、頻率為3 MHz、占空比為53%、脈沖個數(shù)為5 個的方波脈沖信號激勵CMUT1 器件發(fā)射超聲波，利用CMUT2 器件連接電路板上的跨阻放大電路接收回波信號，單個通道的收發(fā)信號如圖12所示，CMUT器件如圖17(d)所示。

圖12 CMUT1-CMUT2 測試系統(tǒng)收發(fā)信號Fig.12 Receiving and transmitting signals of CMUT1-CMUT2 test system

由圖12可知，跨阻放大電路可以實現(xiàn)CMUT器件輸出的微弱電流信號的檢測，且能夠輸出良好的電壓信號，驗證了CMUT器件配電方式及參數(shù)設(shè)置的正確性。對32 通道跨阻放大電路的各個通道依次進行回波信號接收測試，并記錄32通道跨阻放大電路的輸出電壓，繪制成表3。

表3 32 通道接收信號測試結(jié)果Table 3 32channel received signal test results

根據(jù)表3，將32 通道跨阻放大電路的輸出信號幅值繪制散點圖，并進行一致性分析，散點分布如圖13所示。

由表3及圖13可知，32通道接收信號幅值的平均值為4.06 Vpp，與平均值進行比較，輸出電壓幅值最大誤差為?0.56 Vpp，殘差平方和為1.132088。在將發(fā)射條件、換能器器件在測試時所引起的誤差納入考慮范圍內(nèi)時，32通道跨阻放大電路的一致性較好。

圖13 32 通道跨阻放大電路信號一致性Fig.13 Signal consistency of 32 channel transimpedance amplifier

3.2 系統(tǒng)測試

在實驗條件允許范圍內(nèi)，利用CMUT換能器發(fā)射超聲信號，標準壓電換能器接收超聲信號，并利用公式(4)對CMUT 換能器的發(fā)送電壓響應(yīng)進行測試：

式(4)中：Sv為發(fā)射靈敏度，dB；us為標準壓電換能器接收電壓幅值，V；uf為CMUT 換能器激勵電壓幅值，V；M0為標準壓電換能器不同頻率下的接收靈敏度，dB；l為CMUT 換能器與標準壓電換能器之間距離，m。

在實驗條件允許范圍內(nèi)，利用一個標準壓電換能器發(fā)射超聲信號，另一個標準壓電換能器與CMUT 換能器接收超聲信號，將接收信號進行對比，并利用公式(5)對CMUT 換能器的接收靈敏度進行測試：

式(5)中：Mx為接收靈敏度，dB；ux為CMUT 換能器接收電壓幅值，V；u0為標準壓電換能器接收電壓幅值，V；M0為接收端標準壓電換能器不同頻率下的接收靈敏度，dB；l1為兩個標準壓電換能器之間距離，m；l2為CMUT 換能器與發(fā)射端標準壓電換能器之間距離，m。

考慮到實驗條件的局限性，通過搭建測試平臺，對系統(tǒng)的模擬收發(fā)信號進行測試。將電路板與CMUT 器件連接，利用電路板為CMUT 器件提供預(yù)設(shè)參數(shù)幅值為20 Vpp、頻率為3 MHz、占空比為53%、脈沖個數(shù)為5 的方波脈沖信號，激勵CMUT器件發(fā)射超聲波。在CMUT 器件前方放置障礙物，前置障礙物將超聲波進行反射，再利用CMUT器件接收反射回來的超聲波，完成CMUT 器件的自發(fā)自收測試。CMUT 器件與障礙物之間相距10 cm，系統(tǒng)測試平臺如圖14所示，系統(tǒng)收發(fā)測試信號如圖15所示。利用示波器快速傅里葉變換功能，對圖15中CMUT 換能器的接收信號進行頻譜分析，設(shè)置傅里葉變換中心頻率為2.87 MHz，對2 MHz分辨率帶寬下的接收信號進行傅里葉變換，記錄?6 dB 的CMUT 器件帶寬數(shù)據(jù)，測試結(jié)果如圖16所示。FPGA 控制電路、脈沖電路、跨阻接收電路局部電路圖如圖17所示，測試時所使用的CMUT器件如圖17(d)所示，其中左側(cè)為CMUT1，右側(cè)為CMUT2。

圖14 系統(tǒng)測試平臺Fig.14 System test platform

圖15 收發(fā)測試信號Fig.15 Transceiver test signal

圖16 帶寬測試信號Fig.16 Bandwidth test signal

圖17 電路局部圖及CMUT 器件Fig.17 Local circuit diagram and CMUT device

3.3 結(jié)果分析

超聲波在水中的傳播速度v=1500 m/s，CMUT1 器件距障礙物距離L=10 cm，根據(jù)距離公式t=2L/v，可知發(fā)射波與回波之間的時間差?t1=133.3 μs，由圖15可知，實際測量值?t2=136.6 μs，與理論值相差較小，誤差在允許范圍內(nèi)，可以證明其為回波信號，且回波信號經(jīng)過10k倍數(shù)放大后，回波信號的峰峰值在示波器上顯示為2.7 Vpp，同時利用示波器可以讀取到210 mVpp的噪聲信號峰峰值，利用公式(6)將回波信號峰峰值換算為有效值：

式(6)中：Vm為回波信號峰峰值，Vpp；Vrms為回波信號有效值，V。經(jīng)過換算，回波信號的有效值約為0.955 V。在假定噪聲信號滿足高斯分布隨機噪聲的前提下，噪聲信號的峰峰值與有效值之間滿足Vnp=6Vnrms，其中：Vnp為噪聲信號峰峰值，Vpp；Vnrms為噪聲信號有效值，V。經(jīng)過計算得到，噪聲信號的有效值為0.035 V。根據(jù)計算得到的回波信號有效值為0.955 V，噪聲信號有效值為0.035 V，利用公式(7)對輸出信號信噪比進行粗略計算：

式(7)中：SNR為信噪比，dB；Vs為輸出信號有效值，V；Vn為噪聲信號有效值，V。根據(jù)公式(7)，計算可得信噪比約為28.7 dB，考慮到系統(tǒng)設(shè)計仍處于實驗室階段，信噪比指標在可接受范圍內(nèi)。由圖16可知，經(jīng)過傅里葉變換，CMUT 器件的中心頻率為2.98 MHz，?6 dB帶寬為760 kHz，測試得到的中心頻率與通過polytec 設(shè)備測試得到的CMUT器件的中心頻率基本一致，帶寬變窄主要是由于器件做過防水處理，使得器件表面有一層5 μm厚的parylene薄膜。實驗驗證了CMUT 具有良好的超聲波發(fā)射和接收性能，驗證了收發(fā)電路可以實現(xiàn)脈沖信號產(chǎn)生、脈沖信號控制以及電流信號檢測功能，同時驗證了收發(fā)電路可以實現(xiàn)控制CMUT 器件發(fā)射接收超聲波信號，進行CMUT 器件自發(fā)自收測試，并對CMUT 器件的帶寬進行測試。經(jīng)過實驗驗證，電路板的32 通道信號收發(fā)具有良好的一致性。再結(jié)合多陣元測試方式以及后續(xù)的算法，可以實現(xiàn)超聲成像。

4 結(jié)論

本文設(shè)計的32 通道收發(fā)一體電路，可以結(jié)合CMUT 器件進行自發(fā)自收測試。實驗結(jié)果表明，設(shè)計的32 通道收發(fā)一體電路，可以驅(qū)動32 個CMUT陣元，檢測其回波信號，對CMUT 器件的帶寬進行測試。電路可用于面向CMUT 陣列的超聲成像系統(tǒng)數(shù)據(jù)的采集，同時結(jié)合后續(xù)的成像算法，可以實現(xiàn)超聲成像，對超聲成像前端硬件電路的制作具有良好的推動意義。