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        不平衡電壓條件下雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)混合直接功率控制策略

        2022-06-15 07:19:32王一翔孫士濤賈利民
        電力自動化設(shè)備 2022年6期
        關(guān)鍵詞:負(fù)序倍頻定子

        王一翔,孫士濤,程 鵬,馬 靜,賈利民,3

        (1. 華北電力大學(xué) 國家能源交通融合發(fā)展研究院,北京 102206;2. 華北電力科學(xué)研究院有限責(zé)任公司,北京 100045;3. 北京交通大學(xué) 軌道交通控制與安全國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,北京 100044)

        0 引言

        近年來,基于雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)(DFIG)的風(fēng)電機(jī)組因具有變速運(yùn)行、功率解耦控制、變頻器額定容量較低等優(yōu)點(diǎn)而得到了廣泛的應(yīng)用[1-2],其主要控制策略包括矢量控制(VC)、直接功率控制(DPC)兩大類。VC 通過電壓矢量定向與旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換將三相電流解耦為有功電流、無功電流,分別構(gòu)成有功電流、無功電流的閉環(huán)控制。DPC 可在無需電壓矢量定向和旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換的條件下,構(gòu)造有功功率、無功功率的閉環(huán)控制,實(shí)現(xiàn)功率的無差跟蹤控制。

        然而,查表法DPC 策略使用了滯環(huán)控制器,會導(dǎo)致開關(guān)頻率不固定、紋波大等現(xiàn)象發(fā)生。為了獲取固定的開關(guān)頻率,主要改進(jìn)方法包括基于模型預(yù)測控制的直接功率控制(MPC-DPC)[3]和基于空間矢量調(diào)制的直接功率控制(SVM-DPC)[4-6]兩大類:MPCDPC 通過構(gòu)造目標(biāo)函數(shù)以獲取固定開關(guān)頻率,但這種非線性控制的實(shí)施較復(fù)雜,計(jì)算負(fù)擔(dān)大;SVM-DPC通過空間矢量調(diào)制進(jìn)行調(diào)制電壓合成,可在采用常規(guī)線性控制器的條件下獲取固定的開關(guān)頻率,具有控制結(jié)構(gòu)簡單、易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。

        近年來,文獻(xiàn)[7-12]在SVM-DPC 結(jié)構(gòu)框架下對不平衡電壓條件下DFIG 的控制進(jìn)行了研究。文獻(xiàn)[7-8]通過在有功功率、無功功率參考值中加入相應(yīng)的功率補(bǔ)償項(xiàng),實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)功率、負(fù)序電流的靈活控制;文獻(xiàn)[9]構(gòu)造了2 倍頻功率控制器,以獲取相應(yīng)的負(fù)序勵磁電壓。上述控制策略需根據(jù)正、負(fù)序電壓和電流分量計(jì)算2 倍頻功率分量,從而獲取適用于不平衡電壓條件下2 倍頻功率控制的勵磁電壓。文獻(xiàn)[10-12]引入拓展無功功率理論,通過組合常規(guī)功率與拓展功率,可在無需對并網(wǎng)電流進(jìn)行正、負(fù)序分離的情況下消除有功功率或無功功率的2 倍頻波動分量。然而,上述控制策略著眼于構(gòu)建適用于不平衡電壓條件下有功功率、無功功率的目標(biāo)指令,很少關(guān)注多運(yùn)行目標(biāo)下功率反饋值的靈活配置。

        為此,本文結(jié)合常規(guī)功率與拓展功率,提出了混合直接功率控制(H-DPC)策略:首先,構(gòu)造了有功功率、無功功率的調(diào)制電壓,可在無需鎖相同步的條件下實(shí)現(xiàn)對DFIG定子有功功率、無功功率的無差跟蹤控制;然后,通過常規(guī)功率與拓展功率的靈活組合,在無需電壓、電流相序分離的條件下,設(shè)計(jì)了可消除DFIG 定子有功功率/無功功率的2 倍頻波動分量及定子負(fù)序電流的功率反饋量;最后,基于RTLAB硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提H-DPC策略的有效性。

        1 數(shù)學(xué)模型

        1.1 功率分析

        在本文的研究中,假設(shè)三相三線電網(wǎng)含有負(fù)序電壓,且沒有零序電壓和諧波畸變,則在αβ兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓、電流可分別表示為:

        式中:usα、usβ和isα、isβ分別為DFIG定子電壓和電流的α、β軸分量;下標(biāo)“+”、“-”分別表示正序、負(fù)序分量;Us+、Us-和Is+、Is-分別為正、負(fù)序電壓和電流的幅值;θu+、θu-和θi+、θi-分別為正、負(fù)序電壓和電流的初始相位;ωg為電網(wǎng)角頻率。

        根據(jù)常規(guī)功率理論,DFIG 定子的視在功率可表示為:

        式中:Ss、Ps、Qs分別為DFIG 定子的常規(guī)視在功率、有功功率、無功功率;Usαβ=usα+jusβ、Isαβ=isα+jisβ分別為定子電壓、電流矢量;上標(biāo)“?”表示共軛。

        在不平衡電壓條件下,DFIG 定子的常規(guī)有功功率、無功功率均包含平均分量和2 倍頻波動分量,即:

        式中:Re、Im 分別表示實(shí)部、虛部;Ps-0、Qs-0分別為常規(guī)有功功率、無功功率的平均分量;Ps-i2、Qs-i2分別為由正序電壓和負(fù)序電流引起的常規(guī)有功功率、無功功率的2 倍頻波動分量;Ps-u2、Qs-u2分別為由負(fù)序電壓和正序電流引起的常規(guī)有功功率、無功功率的2倍頻波動分量。

        拓展功率理論采用1/4周期延時(滯后90°)的電壓與實(shí)時測量電流作為變量,其中1/4周期延時的電壓可表示為:

        式中:上標(biāo)“′”表示1/4周期延時。

        則DFIG 定子的拓展有功功率Ps_ex和拓展無功功率Qs_ex可表示為:

        式中:Ps_exi2、Qs_exi2分別為由正序電壓和負(fù)序電流引起的拓展有功功率、無功功率的2 倍頻波動分量;Ps_exu2、Qs_exu2分別為由負(fù)序電壓和正序電流引起的拓展有功功率、無功功率的2 倍頻波動分量;為1/4周期延時后的定子電壓共軛矢量。

        通過對比式(5)、(6)、(9)、(10),可得:

        可見,由正序電壓和負(fù)序電流引起的常規(guī)與拓展有功功率/無功功率的2 倍頻波動分量相等,而由負(fù)序電壓和正序電流引起的常規(guī)與拓展有功功率/無功功率的2 倍頻波動分量互為相反數(shù)。需要指出的是,由負(fù)序電壓和電流產(chǎn)生的平均有功功率和無功功率相對較小,可將其近似視為0,因此,在不平衡電壓條件下,常規(guī)有功功率/無功功率與拓展有功功率/無功功率的平均分量相等。

        1.2 DFIG模型

        兩相靜止坐標(biāo)系下DFIG 的等效電路如圖1 所示,則DFIG電壓和磁鏈的動態(tài)方程分別為:

        圖1 靜止參考系下DFIG的等效電路Fig.1 Equivalent circuit of DFIG in stationary reference frame

        式中:ψsαβ、ψrαβ分別為定、轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶浚籙rαβ、Irαβ分別為轉(zhuǎn)子電壓、電流矢量;Rs、Rr分別為定子、轉(zhuǎn)子電阻;ωr為轉(zhuǎn)子角頻率;Lm為互感;Ls=Lm+Lls、Lr=Lm+Llr分別為定子、轉(zhuǎn)子自感,Lls、Llr分別為定子、轉(zhuǎn)子的漏電感。

        根據(jù)式(13),DFIG 的轉(zhuǎn)子磁鏈、轉(zhuǎn)子電流可分別表示為:

        式中:σ=1-/(LsLr)為漏磁系數(shù)。

        將式(14)和式(15)代入式(12)的轉(zhuǎn)子電壓動態(tài)方程中,可得DFIG定子電流的動態(tài)方程為:

        由于轉(zhuǎn)子電阻Rr遠(yuǎn)小于轉(zhuǎn)子自感Lr,定子電阻Rs遠(yuǎn)小于定子自感Ls,為了簡化模型,可以認(rèn)為式(16)中的Rr/Lr、Rs/Ls為0,則定子電流的動態(tài)方程可簡化為:

        根據(jù)式(1)和式(7),DFIG 定子電壓的動態(tài)方程可表示為:

        則DFIG視在功率的動態(tài)方程可表示為:

        式 中:Ss_ex=1.5Isαβ=Qs_ex+jPs_ex為DFIG 定 子 的 拓展視在功率。

        將式(17)代入式(19),可得:

        式中:ω1為電網(wǎng)的標(biāo)稱角頻率。

        考慮到電網(wǎng)的實(shí)際頻率偏差相對較?。?3-14],為了簡化控制模型,在基頻頻率為50 Hz 的電網(wǎng)環(huán)境下,可采用標(biāo)稱角頻率ω1=100π rad/s 代替式(19)中的實(shí)際角頻率ωg。因此,式(20)可改寫為:

        可以注意到,在式(21)中DFIG 有功功率和無功功率的動態(tài)方程含有與交流電壓相關(guān)的系數(shù),這使其成為時變系統(tǒng)。為了將時變系統(tǒng)變?yōu)闀r不變系統(tǒng),將有功功率的調(diào)制電壓uP和無功功率的調(diào)制電壓uQ定義為:

        式中:Usm為定子電壓的幅值。

        由于引入了有功功率和無功功率的調(diào)制電壓,則DFIG有功功率和無功功率的動態(tài)方程可簡化為:

        由式(24)可見,由于引入了DFIG 有功功率和無功功率的調(diào)制電壓,DFIG 有功功率和無功功率的時變微分方程被轉(zhuǎn)化為時不變常系數(shù)方程,為采用比例-積分等線性控制器提供了理論基礎(chǔ)。

        2 控制系統(tǒng)

        2.1 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

        不平衡電壓會導(dǎo)致DFIG 定子出現(xiàn)不平衡電流、2 倍頻波動功率等負(fù)面效應(yīng),繼而進(jìn)一步惡化DFIG的運(yùn)行性能。為了增強(qiáng)DFIG 對不平衡電網(wǎng)環(huán)境的適應(yīng)性,可設(shè)置如下3 個控制目標(biāo):①目標(biāo)1,消除DFIG 定子有功功率的2 倍頻波動分量;②目標(biāo)2,消除DFIG 定子無功功率的2倍頻波動分量;③目標(biāo)3,消除DFIG定子的負(fù)序電流。

        1)針對目標(biāo)1,由于DFIG 定子有功功率的2 倍頻波動分量為0,根據(jù)式(5),有Ps-i2+Ps-u2=0,則DFIG定子負(fù)序電流的幅值與相位可表示為:

        則DFIG 定子拓展無功功率的2 倍頻波動分量可表示為:

        可見,DFIG 定子拓展無功功率的2 倍頻波動分量互為相反數(shù),則DFIG定子的拓展無功功率為恒定直流量形式。換言之,當(dāng)設(shè)置目標(biāo)1 時,DFIG 定子常規(guī)有功功率和拓展無功功率的2 倍頻波動分量可同時被消除。因此,DFIG 功率控制閉環(huán)的反饋量可設(shè)置為:

        式中:Psfb、Qsfb分別為DFIG 定子有功功率、無功功率的閉環(huán)反饋量。

        2)針對目標(biāo)2,由于DFIG 定子無功功率的2 倍頻波動分量為0,根據(jù)式(6),有Qs-i2+Qs-u2=0,則DFIG定子負(fù)序電流的幅值與相位可表示為:

        DFIG 定子拓展有功功率的2 倍頻波動分量可表示為:

        可見,DFIG 定子拓展有功功率的2 倍頻波動分量互為相反數(shù),則DFIG定子的拓展有功功率為恒定直流量形式。換言之,當(dāng)設(shè)置目標(biāo)2 時,DFIG 定子常規(guī)無功功率和拓展有功功率的2 倍頻波動分量可同時被消除。因此,DFIG 功率控制閉環(huán)的反饋量可設(shè)置為:

        可以注意到,基于式(12),DFIG 定子拓展功率和常規(guī)功率的平均值相等,若按照式(28)正確輸入負(fù)序電流,則DFIG定子拓展有功功率和常規(guī)無功功率的2倍頻波動分量為恒定值。

        3)針對目標(biāo)3,由于DFIG 定子的負(fù)序電流為0,由負(fù)序電流和正序電壓引起的常規(guī)有功功率和無功功率的2 倍頻波動分量為0,即Ps-i2=Qs-i2=0。但是,由負(fù)序電壓和正序電流引起的常規(guī)有功功率和無功功率的2 倍頻波動分量仍然存在,即Ps-u2≠0,Qs-u2≠0。

        由于DFIG 定子常規(guī)和拓展有功功率/無功功率的2 倍頻波動分量總是相反且與負(fù)序電流無關(guān),通過將常規(guī)和拓展功率相加,可獲得恒定的功率反饋。由于相加后總的平均分量是恒定功率參考值的2 倍,為了保證平均功率輸出,需乘以取值為0.5 的附加系數(shù),則DFIG 功率控制閉環(huán)的反饋量可設(shè)置為:

        根據(jù)上述分析可知,在不平衡電壓條件下,實(shí)現(xiàn)消除有功功率和無功功率的2 倍頻波動分量以及定子負(fù)序電流這3 個控制目標(biāo)所需注入的負(fù)序電流各不相同,則無法控制DFIG 同時實(shí)現(xiàn)上述3 個控制目標(biāo)。

        2.2 控制系統(tǒng)實(shí)施

        在不平衡電壓條件下,為了實(shí)施對DFIG 定子功率平均直流量與2 倍頻交流量的無差跟蹤控制,可采用比例-積分-諧振PI+R(Proportional Integral plus Resonant)調(diào)節(jié)器。由于實(shí)際電網(wǎng)頻率與額定電網(wǎng)頻率之間存在微小偏差,為了降低實(shí)際電網(wǎng)頻率與額定電網(wǎng)頻率之間的偏差對PI+R 調(diào)節(jié)器的影響,通常引入截止角頻率ωc,則PI+R 調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)G(s)可表示為:

        式中:kp、ki、kr分別為比例、積分、諧振系數(shù);后續(xù)研究中設(shè)置截止角頻率ωc的取值為10 rad/s。

        根據(jù)式(24),可計(jì)算得到DFIG 定子有功功率、無功功率的調(diào)制電壓為:

        式中:vP、vQ分別為有功、無功功率控制器的輸出;Psref、Qsref分別為DFIG 定子有功功率、無功功率的目標(biāo)參考值。

        根據(jù)式(22),在兩相靜止坐標(biāo)系下,DFIG 轉(zhuǎn)子勵磁電壓與有功功率、無功功率調(diào)制電壓之間的關(guān)系可表示為:

        然后,結(jié)合轉(zhuǎn)子的位置角,獲取在轉(zhuǎn)子兩相靜止坐標(biāo)系(相對定子兩相靜止坐標(biāo)系以轉(zhuǎn)子角頻率旋轉(zhuǎn))下DFIG轉(zhuǎn)子勵磁電壓,如式(36)所示。

        式中:urα_r、urβ_r為DFIG 轉(zhuǎn)子兩相靜止坐標(biāo)系下的轉(zhuǎn)子電壓;θr為轉(zhuǎn)子的位置角。

        H-DPC 結(jié)構(gòu)框圖如圖2 所示。圖中:usabc和isabc分別為三相定子電壓和電流;Vdc為直流側(cè)電壓??梢?,H-DPC 結(jié)構(gòu)主要包括3 個環(huán)節(jié):①功率反饋生成環(huán)節(jié),可結(jié)合設(shè)置的控制目標(biāo),根據(jù)式(27)、(30)、(31),生成相應(yīng)的功率反饋量;②功率跟蹤環(huán)節(jié),采用PI+R 調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)呈現(xiàn)平均直流量與2 倍頻交流量形式的混合功率對目標(biāo)功率的無差跟蹤控制;③勵磁電壓生成環(huán)節(jié),根據(jù)式(35)和式(36)實(shí)現(xiàn)有功功率、無功功率調(diào)制電壓與DFIG轉(zhuǎn)子勵磁電壓之間的轉(zhuǎn)換。可見,采用本文所提H-DPC 策略,在兩相靜止坐標(biāo)系下構(gòu)建有功功率、無功功率調(diào)制電壓而無需鎖相電壓矢量定向,同時可在無需對電壓、電流進(jìn)行相序分離與提取的情況下,實(shí)現(xiàn)對DFIG定子功率的2 倍頻分量與負(fù)序電流的控制,增強(qiáng)DFIG 應(yīng)對不平衡電壓的運(yùn)行控制能力。

        圖2 H-DPC結(jié)構(gòu)框圖Fig.2 Structure diagram of H-DPC

        3 硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)

        為了驗(yàn)證本文所提H-DPC 策略的有效性,在RTLABOP5700 與NIPXIe 1071 構(gòu)成的硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)平臺上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究,硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)平臺和DFIG相關(guān)參數(shù)分別見附錄A圖A1和表A1。

        在硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)中,主電路運(yùn)行在RTLAB 中,通過模擬輸出H-DPC 實(shí)施所需的電壓、電流信息;H-DPC 策略運(yùn)行在NI PXIe 1071 中,輸出控制變流器的脈沖信號,并設(shè)置以下4種運(yùn)行模式。

        1)模式1:采用式(4)給出的常規(guī)有功功率、無功功率作為功率反饋量。

        2)模式2:以消除DFIG 定子有功功率的2 倍頻波動分量為目標(biāo),采用式(27)所示混合功率作為功率反饋量。

        3)模式3:以消除DFIG 定子無功功率的2 倍頻波動分量為目標(biāo),采用式(30)所示混合功率作為功率反饋量。

        4)模式4:以消除DFIG 定子的負(fù)序電流為目標(biāo),采用式(31)所示混合功率作為功率反饋量。

        平衡電壓條件下DFIG 功率階躍實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖3 所示。由于電機(jī)的機(jī)械時間常數(shù)與電磁時間常數(shù)存在數(shù)量級差別,可假設(shè)DFIG 的轉(zhuǎn)子速度為1.2 p.u.(超同步)。在硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)中,DFIG采用運(yùn)行模式2,即以常規(guī)有功功率、拓展無功功率作為功率反饋量,其有功功率目標(biāo)參考值設(shè)定為1.0 MW,在200 ms時階躍為1.6 MW,在450 ms時恢復(fù)為1.0 MW,而其無功功率目標(biāo)參考值設(shè)定為0,在300 ms 時階躍為0.4 Mvar(容性),在400 ms 時恢復(fù)為0??梢姡珼FIG 的有功功率和無功功率可以快速、無差地跟蹤其目標(biāo)參考值,且其定子電流和轉(zhuǎn)子電流保持高正弦度,總諧波畸變率(THD)分別為2.3%和2.2%。

        圖3 平衡電壓條件下DFIG功率階躍實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.3 Experimental results of DFIG power step under balanced voltage condition

        不平衡電壓條件下DFIG 多目標(biāo)控制的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖4 所示(圖中Te為電磁轉(zhuǎn)矩)。其中,DFIG定子有功功率、無功功率的目標(biāo)參考值分別設(shè)置為2.0 MW、0。在[0,100]ms內(nèi),采用運(yùn)行模式1,DFIG定子有功功率、無功功率的2 倍頻波動分量得到抑制,但DFIG 定子電流存在明顯的諧波畸變,THD為10.2%,其中以3次諧波含量最高,達(dá)到9.9%。在100 ms 后,采用H-DPC 策略,DFIG 定子電流諧波得到明顯抑制,THD下降為1.8%。在(100,200]ms內(nèi),采用運(yùn)行模式2,可消除DFIG 定子有功功率的2 倍頻波動分量,而DFIG 定子無功功率的波動幅度達(dá)到19.8%,同時引入表征負(fù)序電流幅值與正序電流幅值比值的電流不平衡度CUF(Current Unbalance Factor),其值約為10.8%。在(200,300]ms 內(nèi),采用運(yùn)行模式3,DFIG 定子無功功率的2 倍頻波動分量得到明顯抑制,但其定子有功功率的波動幅度升高到19.2%,定子三相CUF為9.1%。在(300,400]ms內(nèi),采用運(yùn)行模式4,DFIG 定子電流三相平衡,其CUF 下降為0.1%,此時DFIG 有功、無功功率的波動幅度分別為9.3%、9.6%。可見,采用H-DPC 策略可在保證DFIG 定子電流高正弦度的基礎(chǔ)上,實(shí)現(xiàn)對DFIG 定子有功功率、無功功率2 倍頻波動分量以及定子負(fù)序電流的有效抑制,增強(qiáng)DFIG在不平衡電壓條件下的運(yùn)行能力。

        圖4 不平衡電壓條件下DFIG多目標(biāo)控制的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.4 Experimental results of multi-objective control for DFIG under unbalanced voltage condition

        為了對比不同的運(yùn)行模式下DFIG 的并網(wǎng)特性,表1 給出了DFIG 定子電流THD、CUF 以及定子有功功率、無功功率2 倍頻分量的波動幅度。由表可知,相較于運(yùn)行模式1,H-DPC 可顯著降低DFIG 定子電流的THD,保證高正弦度DFIG 定子電流輸出,實(shí)現(xiàn)對有功和無功功率2 倍頻波動分量及DFIG 定子負(fù)序電流的有效抑制,有效降低DFIG 電磁轉(zhuǎn)矩的2 倍頻波動分量,削弱不平衡電壓對DFIG運(yùn)行特性的負(fù)面影響,增強(qiáng)不平衡電壓下DFIG的運(yùn)行控制能力。

        表1 不平衡電壓條件下DFIG的運(yùn)行性能比較Table 1 Comparison of DFIG’s operation performance under unbalanced voltage condition

        為了進(jìn)一步驗(yàn)證采用H-PDC 策略的DFIG 在瞬態(tài)不平衡電壓擾動下的動態(tài)性能,圖5 給出了在10%瞬時不平衡電壓下DFIG暫態(tài)響應(yīng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,其中在200 ms 時出現(xiàn)10%瞬態(tài)不平衡電壓。在實(shí)驗(yàn)中,DFIG 的有功功率、無功功率的目標(biāo)參考值分別設(shè)置為2.0 MW、0,且采用運(yùn)行模式2,即以消除DFIG 定子有功功率的2 倍頻波動分量為目標(biāo)。為了消除DFIG 定子有功功率的2 倍頻波動分量,需注入式(28)所示的DFIG 定子負(fù)序電流,這不可避免地導(dǎo)致DFIG 轉(zhuǎn)子電流存在110 Hz 諧波分量。在瞬態(tài)負(fù)序電壓擾動發(fā)生后,H-DPC 可快速消除定子有功功率的2 倍頻波動分量,并實(shí)現(xiàn)反饋功率的無差跟蹤控制,且DFIG的暫態(tài)響應(yīng)時間約為15 ms。

        圖5 不平衡電壓條件下DFIG暫態(tài)響應(yīng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果(模式2)Fig.5 Experimental results of DFIG’s transient response under unbalanced voltage condition(Mode 2)

        4 結(jié)論

        本文提出了不平衡電壓條件下DFIG 的H-DPC策略。該控制策略在兩相靜止坐標(biāo)系下構(gòu)建有功功率、無功功率的調(diào)制電壓,可在無需鎖相矢量定向的情況下實(shí)現(xiàn)對有功功率、無功功率的無差跟蹤。同時,通過常規(guī)功率理論和拓展功率理論的組合,構(gòu)造了可消除有功功率/無功功率2 倍頻波動分量和負(fù)序定子電流的混合功率反饋量,避免了DFIG定/轉(zhuǎn)子電流的正、負(fù)序分離與提取,實(shí)現(xiàn)了既定的運(yùn)行控制目標(biāo),增強(qiáng)了DFIG在不平衡電壓條件下的運(yùn)行能力。最后,通過硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提H-DPC 策略的有效性。

        附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.epae.cn)。

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