江 圳, 徐科軍, 馬 杰, 張 倫, 徐浩然

(合肥工業(yè)大學(xué) 電氣與自動化工程學(xué)院，合肥 230009)

1 引 言

目前采用氣體渦輪流量計對城市天然氣、煤氣等管道運輸進(jìn)行流量測量。但是,由于氣體渦輪流量計存在壓損,當(dāng)測量天然氣時,由于天然氣可能包含顆粒雜質(zhì),要在流量計上游加裝過濾器,過濾器存在阻擋器件,需定期校準(zhǔn)等缺陷[1～4],而氣體超聲波流量計為非接觸式測量,具有無壓損和量程比大等特性[5～7],可設(shè)計氣體超聲波流量計代替氣體渦輪流量計。同時,燃?xì)忸悳y量要保證安全性,應(yīng)該設(shè)計可電池供電的低功耗系統(tǒng)。

文獻(xiàn)[8]介紹了一種測量精度為1級的低功耗單聲道的氣體超聲波流量計,并在燃?xì)庥嬃款I(lǐng)域應(yīng)用。文獻(xiàn)[9]采用EFM32芯片和TDC-GP22時間測量芯片設(shè)計了一款礦用低功耗氣體超聲波流量計；文獻(xiàn)[10]對低功耗氣體超聲計的激勵接收電路進(jìn)行深入研究,提出基于MSP430和TDC-GP2時間測量芯片設(shè)計出計時控制電路；文獻(xiàn)[11]采用STM32和TDC-GP30時間測量芯片設(shè)計了單聲道超聲波燃?xì)獗怼?/p>

但是,文獻(xiàn)[9～11]研究的均是針對應(yīng)用于常壓工況下的氣體超聲波換能器,未考慮到燃?xì)膺\輸處于中高壓工況,須采用耐高壓的氣體超聲波換能器。應(yīng)用于常壓下的氣體超聲波換能器產(chǎn)生的回波信號比較規(guī)則,能被現(xiàn)成的集成計時芯片所處理,既能保證精度,又能做到低功耗。但是,耐高壓氣體超聲波換能器由于其材料和工藝原因,產(chǎn)生的回波信號往往不夠規(guī)則,無法直接采用現(xiàn)成的集成計時芯片去處理。此外,文獻(xiàn)[9～11]研究的氣體超聲波流量計未達(dá)到一級測量精度的要求。

為此,選用國產(chǎn)耐高壓氣體超聲波換能器,針對其回波信號不規(guī)則的問題,提出動態(tài)可變閾值與過零檢測的信號處理方法。采用STM32單片機,研制氣體超聲波流量變送器,設(shè)計新的激勵方式以節(jié)省功耗,改進(jìn)脈沖上傳方式以保證儀表精度。匹配重慶川儀自動化股份有限公司研制的單聲道縮徑式氣體超聲波傳感器,形成完整的流量計進(jìn)行氣體標(biāo)定實驗,以驗證本文所提信號處理方法以及研制的低功耗信號激勵和處理系統(tǒng)的有效性。

2 信號處理方法

2.1 回波信號分析

為了適用于中高壓工況下氣體流量測量的需要,選擇一款國產(chǎn)耐高壓氣體超聲波換能器,其最高耐壓值為1.6 MPa。但廠家為使換能器可耐高壓,采用鈦合金材料作為換能器的外殼,而非塑料材質(zhì)外殼,這導(dǎo)致了換能器聲阻抗匹配不佳,造成其輸出回波信號的波形有所畸變。為此,首先對該型號的換能器進(jìn)行測試,分析其回波信號的特點,以便采用合適的信號處理方法。

2.1.1 回波信號采集

為采集耐高壓換能器不同流量下回波信號的數(shù)據(jù),搭建回波信號采集系統(tǒng),主要由換能器、流量管、激勵模塊、回波調(diào)理模塊、信號處理模塊和上位機組成,如圖1所示。其中,激勵模塊由MOSFET驅(qū)動電路、MOSFET升壓電路和激勵選通電路組成,對STM32L476發(fā)出的激勵信號進(jìn)行放大,并將放大后的激勵信號作用到對應(yīng)的換能器上?；夭ㄕ{(diào)理模塊由回波選通電路、一級放大電路、帶通濾波電路和二級放大電路組成,對換能器接收的回波信號進(jìn)行放大濾波。信號處理模塊由STM32L476芯片上的PWM、GPIO、ADC和USART模塊組成,產(chǎn)生激勵信號、選通發(fā)送控制和采集回波信號并上傳到上位機。

圖1 回波信號采集實驗裝置

2.1.2 回波信號預(yù)處理

為了對采集的數(shù)據(jù)進(jìn)行有效的離線處理,分析回波信號區(qū)域的一致性,需對數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)處理。

1)軟件濾波。為進(jìn)一步濾除回波信號中的噪聲,采用MATLAB編寫濾波程序,濾波器為二階帶通濾波器,中心頻率為200 kHz,帶寬為100 kHz。

2)數(shù)據(jù)平均和幅值歸一化。為消除異常數(shù)據(jù)干擾,對多組數(shù)據(jù)相同采樣點位置的幅值進(jìn)行平均，得到一組平均后的回波信號數(shù)據(jù),并根據(jù)其幅值的最大絕對值，進(jìn)行歸一化處理，歸一化后數(shù)據(jù)的幅值在-1和+1之間。

3)峰值點確定和回波包絡(luò)線繪制。為確定回波信號采樣點幅值變化的整體趨勢,通過峰值點幅值變化來表征采樣點幅值變化的整體趨勢。為此,根據(jù)不同流量下回波形信號正負(fù)峰值點，繪制其回波包絡(luò)線，分別得到歸一化后的回波信號和回波信號包絡(luò)線,如圖2所示。

2.1.3 回波信號特點

為尋找穩(wěn)定的特征點,必須選擇波形一致性好的特征點區(qū)域。因此,先分析在回波信號中適合選取特征點的區(qū)域(特征段),再分析特征段的峰值點特點,從而提出相應(yīng)的信號處理方法。

根據(jù)回波信號的幅值變化趨勢將其分為3段,分別為噪聲段、回波信號上升段和回波信號下降段,并對每段采樣點位置范圍和幅值特點進(jìn)行分析,從而確定合適的特征段。1)采樣點在0～600點左右為回波信號噪聲段。由于受噪聲干擾,噪聲段的采樣點歸一化后的幅值呈上下波動狀態(tài),且隨著流量的增大,噪聲段干擾逐漸增大。2)采樣點在600～772點附近為回波信號上升段。該段不僅峰值點的幅值上升較快,而且相鄰峰值點幅值相差較大,區(qū)分度較高。3)采樣點在772～2 048點附近為回波信號下降段。在該段內(nèi),不同流量下回波信號出現(xiàn)的極大峰值點個數(shù)不相同,位置也沒有規(guī)律,即波形一致性較差。因此,只能將回波信號上升段作為特征段,以便尋找合適的特征點。

為提出合適的信號處理方法,需對特征段的峰值點的橫縱坐標(biāo)進(jìn)行定量分析,才能找出穩(wěn)定的特征點。對采集的50組回波信號進(jìn)行帶通濾波和歸一化處理，并尋找包括最大峰值點在內(nèi)的6個峰值點,如圖3所示。

圖3 不同流量下特征段峰值點分布

特征峰值點有以下特點:

1)大流量下,在回波信號特征段峰值點分布區(qū)域中,橫坐標(biāo)波動范圍較小,而縱坐標(biāo)波動范圍較大。

2)隨著流量增大,回波信號特征段峰值點的幅值逐漸降低,但幅值變化趨勢具有一致性,該趨勢可用峰值點幅值的中心軸線隨流量變化的趨勢來定性表示,如圖3虛線框中心虛線所示,該趨勢為一條斜率為負(fù)的直線。

為尋找穩(wěn)定的特征點,提高測量精度,采用的信號處理方法應(yīng)盡可能利用峰值點橫坐標(biāo)而避免使用峰值點縱坐標(biāo)尋找特征點,即依據(jù)峰值點的橫坐標(biāo)(采樣點的位置)信息來定位特征點。同時,結(jié)合特征段峰值點幅值變化趨勢具有一致性的特征,可對不同的采樣點位置設(shè)置不同的閾值,從而克服峰值點的幅值波動?；诖?提出動態(tài)可變閾值和過零檢測的信號處理方法來處理耐高壓換能器輸出的回波信號。

2.2 信號處理算法研究

由于回波信號特征段峰值點幅值區(qū)分度較高,對應(yīng)橫坐標(biāo)波動較小;隨著流量越大,峰值點集的中心位置的幅值衰減趨勢一致。為此,提出動態(tài)可變閾值和過零檢測的信號處理方法,可根據(jù)不同的采樣點位置設(shè)置不同的閾值,在大流量下可準(zhǔn)確找到對應(yīng)的特征點。該方法可進(jìn)一步提高可變閾值方法識別特征點的準(zhǔn)確性[12]。動態(tài)可變閾值和過零檢測的信號處理方法尋找回波信號的特征點,必須先采集數(shù)據(jù)和進(jìn)行數(shù)據(jù)預(yù)處理,再根據(jù)特征段峰值點分布來去確定動態(tài)可變閾值函數(shù)。最后,在每次實際測量中,通過尋找到大于或者等于動態(tài)可變閾值后的第1個的采樣點,從而定位特征波,并將該特征波的負(fù)斜率的過零點作為特征點。

2.2.1 動態(tài)可變閾值函數(shù)確定

動態(tài)可變閾值和過零檢測的信號處理方法實現(xiàn)的重要環(huán)節(jié)之一就是如何確定動態(tài)可變閾值函數(shù)。隨著流量增大,峰值點集的中心位置的幅值衰減趨勢一致,如圖4所示,可使用動態(tài)可變閾值函數(shù)來區(qū)分峰值點集,此時動態(tài)可變閾值函數(shù)為斜率為負(fù)的一次函數(shù):y′=kx+b。

圖4 動態(tài)可變閾值示意圖

為確定動態(tài)可變閾值函數(shù)的參數(shù)k和b,需要進(jìn)行下述計算步驟:

1)采集數(shù)據(jù)和數(shù)據(jù)預(yù)處理。通過STM32芯片的內(nèi)置ADC采集不同流量下的各50組回波信號數(shù)據(jù),再通過USART模塊上傳到上位機中;數(shù)據(jù)預(yù)處理主要指數(shù)據(jù)濾波、幅值歸一化和提取峰值點。先將各流量下的回波信號數(shù)據(jù)進(jìn)行零相位濾波,然后對濾波后的信號做歸一化處理,最后,以每組歸一化后的回波信號數(shù)據(jù)的最大值為基準(zhǔn),尋找回波信號特征段6個峰值點。

3)確定動態(tài)可變閾值函數(shù)的參數(shù)。通過動態(tài)可變閾值函數(shù)的定位點:m(x5,y5)和n(x6,y6),可計算出方程y′=kx+b中的未知參數(shù),其中參數(shù)具體計算:

則通過該方程可求得在任意采樣點位置處所對應(yīng)的閾值。

2.2.2 特征點確定

當(dāng)確定動態(tài)可變閾值函數(shù),可對不同的采樣點設(shè)定不同的閾值,通過尋找大于或等于閾值后的第1個采樣點所定位的特征波,進(jìn)而確定特征點。以 0 m3/h流量下的一組回波信號數(shù)據(jù)為例,介紹如何確定特征點,如圖5所示。

圖5 特征波和特征點位置圖

根據(jù)動態(tài)可變閾值函數(shù)確定的回波信號特征點:

1)數(shù)據(jù)截取和濾波。先對采集的2 048點回波信號進(jìn)行有用信號截取,截取的原則是:首先尋找 2 048點數(shù)據(jù)的最大幅值點,以該點為基準(zhǔn),向前取511點數(shù)據(jù),向后取512點數(shù)據(jù),加上最大值點則共截取1 024點;若最大值點之前的數(shù)據(jù)點數(shù)少于511點,則截取2 048點數(shù)據(jù)的前1 024點;若最大值點之后的數(shù)據(jù)點數(shù)小于512點,則截取2 048點數(shù)據(jù)的后1 024點,再對截取數(shù)據(jù)進(jìn)行零相位濾波。由于圖5所確定的動態(tài)可變閾值函數(shù)是針對未截取前2 048點數(shù)據(jù)所計算得到的,而數(shù)據(jù)截取前后采樣點的位置發(fā)生了改變。因此,為了修正數(shù)據(jù)截取前后采樣點的位置,根據(jù)上述截取的原則,可以計算出有用信號前還有p個采樣點,則數(shù)據(jù)截取的起始標(biāo)志位記為p;有用信號的最大幅值點對應(yīng)的幅值記為Amax。

3)特征波和特征點的確定。由圖5可得,整個回波信號的采樣點中,在采樣點A以及其之前采樣點的幅值均小于對應(yīng)的采樣點的閾值。當(dāng)比較進(jìn)行到采樣點B時,采樣點B是第1個幅值大于或等于該采樣點閾值的點,從而將該點所在的波記為特征波,再利用線性插值求出特征波對應(yīng)的負(fù)斜率過零點,將其稱為回波信號的特征點。

2.3 信號處理結(jié)果

為驗證動態(tài)可變閾值和過零檢測尋找特征點的準(zhǔn)確性,通過計算所尋找特征點的正確率,來驗證算法的有效性。對不同流量下的50組數(shù)據(jù)進(jìn)行動態(tài)可變閾值方法處理,最終計算得到不同流量下拾取特征點的正確率。動態(tài)可變閾值和過零檢測的信號處理方法在0～420 m3/h范圍內(nèi),拾取特征點正確率均達(dá)到100%。因此,針對耐高壓的換能器,基于采樣點位置提出的動態(tài)可變閾值函數(shù),能夠有效地克服因幅值波動造成的特征點拾取錯誤,這不僅有效地提高系統(tǒng)的抗干擾能力和儀表的精度,也拓展可變閾值方法的測量上限[12]。

3 系統(tǒng)實現(xiàn)與測試

為實現(xiàn)系統(tǒng)低功耗,系統(tǒng)設(shè)計所采用的芯片必須是低功耗芯片。雖然DSP擁有強大指令集使得采用數(shù)字信號處理算法后,系統(tǒng)運行較快;FPGA內(nèi)部豐富的硬件資源配合并行處理可實現(xiàn)精準(zhǔn)的時序控制,但是DSP和FPGA都具有很高的工作頻率,會造成功耗過高[13,14]。同時,若采用基于低功耗單片機配合時間測量芯片設(shè)計方案,則單片機無法實現(xiàn)數(shù)字信號處理方法,系統(tǒng)的精度無法保證。為此,所設(shè)計系統(tǒng)既需滿足低功耗需求,也需符合精度要求。因此,選用ST公司生產(chǎn)超低功耗芯片STM32L476。該芯片做浮點運算速度較快,功耗較低。同時,該款芯片內(nèi)部自帶12位ADC可滿足測量精度的需求;采用高級定時器可實現(xiàn)發(fā)送200 kHz激勵信號的頻率要求。但僅采用該款單片機,所研制的低功耗系統(tǒng)還需要解決以下2個關(guān)鍵問題:

1)由于芯片內(nèi)部PWM模塊只能發(fā)送多路單極性方波,且MOSFET電路內(nèi)部的PMOS和NMOS會對激勵信號生成和導(dǎo)通時刻有嚴(yán)格要求,因此,要想產(chǎn)生合適的激勵信號,需避免兩路單極性方波使PMOS和NMOS同時導(dǎo)通。

2)在低功耗模式下,直接對RTC時鐘進(jìn)行分頻,產(chǎn)生脈沖上傳誤差很大,須對脈沖上傳方式進(jìn)行重新設(shè)計。

為此,在算法上,當(dāng)在PWM模塊發(fā)送激勵信號時,對兩路PWM波設(shè)置合適的初始和結(jié)束電平、死區(qū)時間和對稱模式,這樣才能進(jìn)行有效地產(chǎn)生雙極性方波,從而激勵換能器產(chǎn)生高質(zhì)量的回波信號;在脈沖上傳方面,通過采用脈沖累積發(fā)送和最優(yōu)脈沖分頻相結(jié)合的脈沖輸出方式,減小了脈沖輸出的誤差。同時,對所設(shè)計系統(tǒng)進(jìn)行氣體標(biāo)定試驗以驗證系統(tǒng)精度指標(biāo),并給出系統(tǒng)工作時的功耗分析以考量低功耗指標(biāo)。

3.1 系統(tǒng)方案

設(shè)計基于STM32芯片的低功耗變送器系統(tǒng),系統(tǒng)硬件主要分為模擬板電路和基于STM32的數(shù)字信號處理電路。其中,模擬板電路主要由驅(qū)動信號生成和MOSFET放大電路、回波調(diào)理與采集電路、人機接口通訊和電源管理模塊組成,主要完成調(diào)制與生成激勵、調(diào)理回波信號和電壓轉(zhuǎn)換等功能?；赟TM32的數(shù)字信號處理電路主要由STM32最小系統(tǒng)電路和液晶顯示電路等組成,主要完成發(fā)送激勵、采集數(shù)據(jù)、數(shù)據(jù)處理、計算流量和液晶顯示功能等。系統(tǒng)硬件框圖如圖6所示。

圖6 系統(tǒng)硬件框圖

系統(tǒng)的主要工作流程為:1)系統(tǒng)上電后,STM32系統(tǒng)進(jìn)行初始化,然后進(jìn)行聲道配置,發(fā)送完激勵后,通過選通發(fā)射和接收換能器通道,等待一定的延時,開始采集回波信號。2)對數(shù)據(jù)進(jìn)行截取、濾波等預(yù)處理,根據(jù)動態(tài)可變閾值和過零檢測的數(shù)字信號處理方法計算順、逆流的傳播時間,進(jìn)而得到傳播時間差。其中,在一個測量周期內(nèi)對流量進(jìn)行10次測量(約為0.1 s)。3)對多組傳播時間差進(jìn)行剔除異常值、取均值等處理,得到最終的瞬時流量和累積流量。4)完成10次測量進(jìn)入低功耗模式,此時STM32僅通過外部RTC時鐘進(jìn)行脈沖輸出,不進(jìn)行流量測量。5)當(dāng)程序進(jìn)入低功耗模式等待0.9 s時,此時實時時鐘RTC控制的1次/s的定時中斷喚醒程序,算法循環(huán)執(zhí)行步驟2)～步驟5)。

3.2 新的激勵模式

為選擇合適的激勵信號和盡可能降低系統(tǒng)的激勵功耗,通常采用正弦波或者方波作為激勵信號較佳[15],但是,由于正弦波實現(xiàn)的效果依賴定時器的頻率高低,因此,選擇方波信號作為激勵信號。同時,所發(fā)送的激勵信號必須要先經(jīng)過驅(qū)動和升壓電路,才能滿足激勵換能器的電壓需求(40 V),對此,采用MOSFET驅(qū)動和升壓電路提升激勵信號的驅(qū)動能力。該方案避免采用變壓器升壓造成過高功耗,但設(shè)置PWM模塊發(fā)送激勵信號時,必須要考慮MSOFET內(nèi)部的PMOS和NMOS導(dǎo)通時刻,以防止因同時導(dǎo)通,瞬時電流過大而燒毀電路[16]。為此,需對兩路PWM波設(shè)置合適的初始和結(jié)束電平、死區(qū)時間和對稱模式。

將STM32芯片的高級定時器8配置成PWM主從模式,配置PWM方波個數(shù)為5,頻率為200 kHz。為防止未輸出雙極性方波信號而器件已導(dǎo)通的發(fā)生,通過配置高級定時器8的比較使能寄存器,強制拉低主路PWM方波終止時刻后的電平,當(dāng)主路發(fā)完5個PWM方波后,通過將高級定時器8的比較使能寄存器的相應(yīng)位置1,強制其輸出低電平。為防止PMOS和NMOS會同時導(dǎo)通,通過調(diào)節(jié)兩路單極性PWM方波的死區(qū)時間來同時改變兩路PWM方波的占空比,通過配置高級定時器8的控制寄存器相應(yīng)位,將輸出的兩路PWM波設(shè)置為中心對稱模式,再配置高級定時器8的死區(qū)寄存器的相應(yīng)位,將死區(qū)時間設(shè)為0.04 μs,如圖7所示。

圖7 兩路PWM方波的對稱模式和死區(qū)時間示意圖

此時,主路和從路PWM波的占空比分別為49.8%和51.4%,通過設(shè)置死區(qū)可有效地避免芯片中的PMOS和NMOS同時導(dǎo)通,最終,兩路單極性PWM波經(jīng)過MOSFET電路后可調(diào)制生成雙極性方波,如圖9所示。通過新的激勵方式產(chǎn)生的雙極性方波比直接輸出單極性方波,可降低一半激勵功耗。

圖8 兩路帶死區(qū)的單極性PWM方波及雙極性方波示意圖

3.3 脈沖上傳方式

為提高儀表的測量精度,脈沖上傳方式需解決因未累計脈沖發(fā)送和因時鐘頻率過低造成較大脈沖誤差[17]。這是由于標(biāo)定過程中常用脈沖個數(shù)來計算實際流量、誤差以及重復(fù)性等參數(shù),設(shè)計合適的脈沖上傳方式直接影響儀表的測量精度。通過特征點位置可以確定順逆流傳播時間,計算出相應(yīng)的流量,再根據(jù)當(dāng)前流量值乘以脈沖當(dāng)量,得到當(dāng)前需要上傳的脈沖個數(shù)。

STM32L476具有4種工作模式(運行模式、睡眠模式、停止模式、待機模式,對應(yīng)的電流為 100 μA、430 nA、130 nA和30 nA),結(jié)合所設(shè)計氣體超聲波流量計,進(jìn)入低功耗模式后,仍需要上傳脈沖這一特點,選擇停止模式作為本設(shè)計的低功耗模式。因為在停止模式下,所有I/O引腳狀態(tài)與運行模式一致,所有時鐘和普通定時器均停止運行,而低功耗定時器(實時時鐘RTC,僅為32.768 kHz)處于運行狀態(tài)。

針對脈沖上傳方式,為降低儀表脈沖輸出誤差,需將上1 s未發(fā)完的脈沖進(jìn)行累計發(fā)送;為減小標(biāo)定測試中第1秒和最后1秒因無法累計脈沖而造成的誤差,設(shè)計最優(yōu)脈沖分頻系數(shù)的方法來提高的測量精度。因此,提出脈沖累計發(fā)送與最優(yōu)脈沖分頻系數(shù)相結(jié)合的方法,來減小脈沖輸出產(chǎn)生的誤差,脈沖上傳算法流程如圖9所示。

圖9 脈沖上傳算法流程圖

具體算法流程為:

1)定義上1 s未上傳的脈沖個數(shù)為NL,在系統(tǒng)初始化時該值為0,當(dāng)前1 s需要上傳脈沖個數(shù)為NR,該值通過將這1 s內(nèi)的流量值與脈沖當(dāng)量相乘得到的。因此,本次需上傳的總脈沖數(shù)Nt=NL+NR,不僅將當(dāng)前1 s需要上傳的脈沖個數(shù)NR進(jìn)行上傳,還將上1 s未上傳的NL個脈沖累計發(fā)送。

2)由于PWM的頻率是由實時時鐘分頻得到的,且分頻系數(shù)為整數(shù),先計算假定分頻系數(shù)為:

(1)

式中:fRTC為時鐘RTC的頻率;k為分頻系數(shù);[*]表示取整。

4)當(dāng)確定最優(yōu)脈沖分頻系數(shù)后,得出本次未上傳的脈沖數(shù)NL=Nt-Nk,結(jié)合下1秒計算得到的需要上傳脈沖個數(shù)NR,進(jìn)行再次執(zhí)行步驟1～步驟4。

3.4 標(biāo)定實驗與功耗分析

3.4.1 標(biāo)定實驗

為了考核單聲道氣體超聲波流量計的測量精度,在具備氣體流量標(biāo)定資質(zhì)的重慶川儀自動化股份有限公司進(jìn)行了音速噴嘴標(biāo)定實驗。實驗采用負(fù)壓式標(biāo)準(zhǔn)表法標(biāo)定裝置對研制的單聲道氣體超聲波流量計進(jìn)行實流標(biāo)定,整體裝置的不確定度為0.3級,將被檢氣體超聲波流量計標(biāo)準(zhǔn)脈沖系數(shù)(脈沖當(dāng)量)設(shè)置為15 000脈沖/m3,氣體標(biāo)定現(xiàn)場如圖10所示。

圖10 氣體標(biāo)定現(xiàn)場

氣體標(biāo)定實驗裝置主要由音速噴嘴、被檢表測試設(shè)備和上位機組成,被檢表包括搭配超聲換能器的縮徑管道和課題組研制的變送器,標(biāo)定裝置的原理圖如圖11所示。整個標(biāo)定流程按照文獻(xiàn)[18]規(guī)定的的相關(guān)要求進(jìn)行標(biāo)定。

圖11 標(biāo)定裝置原理圖

1)通道傳播時間和零點修正。先對被檢表嚴(yán)格按照安裝標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行安裝,使得管道兩端密封,被檢表運行固定時間后,通過Keil軟件調(diào)試界面分別讀取該段時間內(nèi)單聲道順逆流傳播時間平均值。同時,根據(jù)聲道長度以及聲速計算出流量為0 m3/h流量下理論聲道傳播時間,將讀取的順逆流聲道傳播時間分別減去理論聲道傳播時間,得到傳播時間修正值,將該差值寫入Keil軟件相應(yīng)的數(shù)組中,完成聲道傳播時間修正。再根據(jù)0 m3/h流量下被檢表在一段時間內(nèi)輸出的累積流量,獲得被檢表的每秒輸出的平均誤差,填入相應(yīng)數(shù)組完成零點修正。

2)儀表系數(shù)修正。將標(biāo)定設(shè)備的流量調(diào)至200 m3/h。在該流量點連續(xù)測試3次,每次標(biāo)定時間為100 s。根據(jù)標(biāo)定裝置的儀表系數(shù)與測得的被檢表的儀表系數(shù)之比,得到初步的被檢表的系數(shù)K,寫入程序中。

3)第1輪標(biāo)定實驗。依次在20,40,100,200,420 m3/h這5個流量點進(jìn)行標(biāo)定實驗。每個流量點測試3次,每次100 s,得到被檢表在不同流量下的脈沖系數(shù)Ki,i=1,2,…,5。將被檢表脈沖系數(shù)Ki與標(biāo)準(zhǔn)表脈沖系數(shù)K進(jìn)行比較,得到被檢表在各個流量點下的測量誤差ei。

(2)

根據(jù)各個流量點的測量誤差ei,以及管道內(nèi)氣體流量值Qi,通過分段線性化修正的方法,得出被檢表在20～420 m3/h范圍內(nèi)的相對測量誤差e,如式(3)所示。

(3)

根據(jù)相對測量誤差e對被檢表測量的流量結(jié)果進(jìn)行實時修正,得到流量準(zhǔn)確值Qs。

Qs=(1-e)×Q

(4)

4)第2輪標(biāo)定實驗。對被檢表的誤差進(jìn)行線性修正后,需要再進(jìn)行一輪完整的流量測量實驗,來確定修正后的被檢表的性能。耐高壓換能器標(biāo)定流量范圍為20～400 m3/h,根據(jù)標(biāo)定規(guī)程,選擇4個標(biāo)定點分別為Qmin(最小流量20 m3/h)、Qt(轉(zhuǎn)折流量40 m3/h)、0.4Qmin(0.4倍最大流量168 m3/h)和Qmax(最大流量420 m3/h),對單聲道氣體超聲波流量計進(jìn)行標(biāo)定,結(jié)果如表1所示。

表1 重慶川儀氣體標(biāo)定結(jié)果

超聲流量計檢定規(guī)程要求氣體流量范圍不小于3 m/s(由于管道進(jìn)行縮徑,對應(yīng)轉(zhuǎn)折流量約40 m3/h)時,1級精度氣體超聲波流量計示值誤差小于 ±1.0%,重復(fù)性誤差小于0.20%;流量范圍小于 3 m/s 時,示值誤差小于±2%,重復(fù)性誤差小于0.40%。標(biāo)定結(jié)果表明:單聲道氣體超聲波流量計最大示值誤差為0.42%,最大重復(fù)性誤差為0.34%,滿足文獻(xiàn)[18]規(guī)定的1級精度氣體超聲波流量計的性能指標(biāo)。

3.4.2 功耗分析

低功耗氣體超聲波流量計的供電電壓Vs=3.7 V,通過實際測試得到,在運行模式下的電流I1=24 mA,停止模式下電流I2=4 mA,電流隨測量時間的變化過程,如圖12所示。

圖12 時間和電流變化過程圖

因此,系統(tǒng)每秒的平均功耗:

(5)

式中：T1和T2分別為運行模式的時間和停止模式的時間。

而基于DSP和FPGA雙核心氣體超聲波流量計,在上電后,正常工作狀態(tài)下電壓電流數(shù)值為 4.989 V 和454 mA,系統(tǒng)每1 s平均功耗為2.27 W[13,14]。因此本設(shè)計研制的低功耗氣體超聲波流量計,在測量精度不改變的前提下,功耗降低為雙核心系統(tǒng)的1/100,且當(dāng)流量長時間處于穩(wěn)定狀態(tài)時,可以進(jìn)一步縮短運行模式的時間,加長停止模式的時間,從而進(jìn)一步降低功耗。

4 結(jié)束語

針對國產(chǎn)耐高壓換能器回波信號質(zhì)量較差的問題,從回波信號時域波形角度,通過分析噪聲段、回波信號上升段和回波信號下降段的波形是否具有一致性,得出采用回波信號上升段作為特征段最佳;同時,對特征段峰值點的橫縱坐標(biāo)的波動范圍進(jìn)行定量分析,得出在大流量下橫坐標(biāo)波動范圍小于縱坐標(biāo);通過分析峰值點集的幅值變化,得出其中心位置的幅值衰減具有一致性,為采用適合的信號處理方法提供了依據(jù)。

為了進(jìn)一步克服在大流量下特征峰值點幅值波動嚴(yán)重的問題,保證拾取特征點的正確率,提出動態(tài)可變閾值和過零檢測信號處理算法。根據(jù)峰值點集合的分布,在最小流量和最大流量下,尋找對應(yīng)的最大幅值點和最小幅值點,從而確定動態(tài)可變閾值函數(shù)的定位點,得出動態(tài)可變閾值函數(shù),再尋找第一個幅值大于或等于該采樣點閾值的點,從而定位特征波,最終利用線性插值求出特征波對應(yīng)的負(fù)斜率過零點,將其作為回波信號的特征點來進(jìn)一步計算流量。

采用STM32單片機研制低功耗超聲波流量變送器,既克服了用DSP和FPGA雙核心實現(xiàn)算法的高功耗問題,也解決了用計時芯片無法實現(xiàn)數(shù)字信號處理算法,且無法解決回波信號質(zhì)量差的問題。在此基礎(chǔ)上,通過提出新的激勵方式降低系統(tǒng)的功耗,同時,通過累計脈沖發(fā)送與最優(yōu)脈沖分頻系數(shù)相結(jié)合的方式,使得脈沖輸出誤差不超過0.1%。

實驗結(jié)果表明,該氣體超聲波流量計滿足JJG 1030—2007《超聲波流量計檢定規(guī)程》對1級精度氣體超聲波流量計的性能指標(biāo),達(dá)到日本愛知時計同類型產(chǎn)品相同的測量精度,且量程比是它的兩倍[8]。目前,本研制系統(tǒng)功耗是22.2 mW,與雙核心變送器功耗2.27 W相比,已大幅度降低系統(tǒng)的功耗。今后將優(yōu)化電路結(jié)構(gòu)來進(jìn)一步降低功耗。

感謝重慶川儀自動化股份有限公司提供實驗條件!