陳亦文， 呂濤， 趙振杰， 張鈺健， 羅思緒， 陳東毅

(福州大學 福建省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室，福建 福州 350116)

0 引 言

隨著光伏電源的普遍使用，中小功率逆變器具有很大的市場和應用前景[1-5]。目前Buck型PWM逆變技術日趨成熟，因其優(yōu)越的雙向功率流而被直接用于光伏并網(wǎng)發(fā)電。然而Boost型PWM逆變技術并沒有發(fā)展起來，主要原因是：1)通常的電力能源(如發(fā)電機、電網(wǎng)、電池等)屬于電壓源，而且Buck型逆變器中的儲能電容元件與Boost型逆變器中的儲能電感元件相比，在儲能效率、儲能元件的體積和價格方面都具有明顯的優(yōu)勢；2)目前占主導地位的功率器件多適用于Buck型逆變器，應用于Boost型逆變器時需要串聯(lián)阻斷二極管，從而增加了導通損耗，在一定程度上限制了這類逆變器的應用。

Boost、Buck型是互為對偶的兩種逆變器，具有各自的特點。與Buck型逆變系統(tǒng)相比，Boost型逆變系統(tǒng)具有如下特點：1)在低輸入電壓場合，Buck型逆變器需要附加一級升壓變換電路[6-8]，或者在交流輸出側增加一個工頻變壓器[9-10]，而Boost型逆變器能實現(xiàn)單級升壓變換；2)由于輸入側串聯(lián)電感，Boost型逆變器限流能力強、輸入EMI低且過流時容易得到及時的保護，系統(tǒng)可靠性高；3)Boost型逆變器的儲能元件為電感，系統(tǒng)壽命要比儲能元件為電解電容的Buck型逆變器長[11-12]。 隨著雙向可阻斷IGBT等新型器件的出現(xiàn)，Boost型逆變器中串聯(lián)的二極管不再必需，解決了串聯(lián)二極管的損耗問題。通過合理設計Boost型逆變器直流側的電感，也能有效解決這類逆變器儲能電感的效率問題。隨著超導技術的發(fā)展，Boost型逆變器將具有更加重要的應用價值。

傳統(tǒng)單級單相電流型PWM逆變器在降壓階段儲能電感無法去磁，不滿足Boost變換器的工作規(guī)律，導致輸出波形畸變嚴重[13]。為了克服這些問題，研究人員提出了不同的解決方案。通?？蓪⑵浞殖蓛纱箢悾旱谝活悶樵趥鹘y(tǒng)的單級單相電流型逆變器拓撲的基礎上優(yōu)化其控制策略；第二類為提出新穎的單級單相電流型逆變器拓撲。

在控制策略的研究中，文獻[14]提出了一種應用于電流源逆變器的有源阻尼預測電流控制策略。該控制策略使用系統(tǒng)的離散時間模型來預測由逆變器產(chǎn)生的所有可能的電網(wǎng)電流值。根據(jù)使預測電網(wǎng)電流和參考電網(wǎng)電流誤差最小的代價函數(shù)，確定下一個采樣時間的電流向量，這種控制很好的改善了輸出波形的質量，但是計算量大，對控制器要求較高。文獻[15]提出一種有限控制集模型預測控制，通過預測下一開關周期的電流來選擇相應的開關動作，此控制方法可改善輸出側電流的質量。文獻[16]提出一種基于神經(jīng)網(wǎng)絡的模糊控制，可改善輸出側電流的質量，但控制復雜。

文獻[14-16]所提出的新型控制策略并沒有徹底解決傳統(tǒng)單級單相電流型PWM逆變器存在的問題，因此一些學者從拓撲的角度提出了一些解決方案。

文獻[17]提出了一種附加旁路開關的單級單相電流型PWM逆變器，其降壓階段是通過儲能電感所并聯(lián)的旁路開關，增加對儲能電感續(xù)流模態(tài)，完成對儲能電感能量的控制，提升了輸出波形的質量，但開關頻率較高。文獻[18-19]提出的改進型單級單相電流型逆變器，拓撲是在傳統(tǒng)單級單相電流型逆變器的輸入源并聯(lián)了二極管D0以及在儲能電感L串聯(lián)開關管S0。該方案可通過控制S0實現(xiàn)逆變器升壓和降壓階段的變換。升壓階段S0導通，逆變器工作在Boost變換方式下，降壓階段交替工作在S0導通和關斷狀態(tài)，以便在降壓逆變的同時給儲能電感提供充磁和去磁通路，但所需電感較大。文獻[20]提出一種在逆變橋側增加有源緩沖電路的單級單相電流型升壓逆變器，通過控制儲能電感和有源緩沖電路之間的能量交換，實現(xiàn)對儲能電感電流的控制。該方案降低了儲能電感的感量，解決了輸出波形畸變嚴重的問題，但控制較復雜。文獻[21]提出了一種單相改進的連續(xù)輸入電流開關升壓逆變器(switched boost inverter，SBI)，該逆變器在SBI基礎上增加了一個電感器和一個電容器，獲得了高電壓增益和連續(xù)的輸入電流，但電感電流應力及電容電壓應力較大。文獻[22]提出帶功率解耦的電流型逆變器，該拓撲通過控制輸入側電感電流與緩沖電容電壓，利用能量交換實現(xiàn)輸入側低頻紋波抑制，改善了輸出波形。文獻[23]提出一種帶緩沖電容的單級單相電流型逆變器，該逆變器可減小輸入電流二次紋波。文獻[22-23]所提拓撲提高了輸出波形質量，但控制較復雜。

在上述相關論文的研究基礎上，本文提出一種新穎的帶有源緩沖的單級單相電流型逆變器，及其具有狀態(tài)量限定的輸出電壓反饋SPWM單周期控制策略，分析所提逆變器的電路模態(tài)和工作模式，設計其關鍵電路參數(shù)和控制參數(shù)，通過仿真和實驗對所提出的研究方案進行驗證。

1 電路拓撲及其工作原理

1.1 電路結構

提出的帶有源緩沖的單級單相電流型逆變器電路結構如圖1所示。該電路由輸入源Ui、輸入濾波電容Ci、儲能電感L、有源緩沖電路、電流型單相逆變橋S1(D1)～S4(D4)和輸出濾波電容Cf級聯(lián)構成，其有源緩沖電路由放電開關S5、S6和充電二極管D5、D6連接緩沖電容Cb構成。通過對逆變器開關控制，能實現(xiàn)對緩沖電容的充電和放電，能實現(xiàn)對儲能電感電流的控制，實現(xiàn)升壓逆變并獲得高質量輸出電壓波形。

圖1 帶有源緩沖的單級單相電流型逆變器電路拓撲Fig.1 Single-stage single-phase current inverter circuit topology with source buffering

1.2 電路模態(tài)及工作模式

4種電路模態(tài)分別為：充磁模態(tài)、饋能模態(tài)、緩沖電容充電模態(tài)及緩沖電容放電模態(tài)。

1)充磁模態(tài)：S1、S3(或S2、S4)導通，Ui通過左橋臂(或右橋臂)給L充磁，同時輸出濾波器Cf給負載ZL供電，該模態(tài)兩個等效電路分別如圖2(a)和(b)所示。

2)饋能模態(tài)：S1、S4(或S2、S3)導通，Ui通過L和S1、S4(或S2、S3)輸出正(負)向調制電流im，分別給Cf和ZL供電，該模態(tài)兩個等效電路分別如圖2(c)和(d)所示。

3)緩沖電容充電模態(tài)：S1～S6截止，D5、D6自然導通，L通過D5、D6給Cb充電，同時Cf給ZL供電，該模態(tài)等效電路如圖2(e)所示。

緩沖電容放電模態(tài)：S5、S6導通，Cb通過S5、S6給L充磁，同時Cf給ZL供電，該模態(tài)等效電路如圖2(f)所示。

圖2 逆變器四種電路模態(tài)的6個開關等效電路Fig.2 Six switching equivalent circuits of four circuit modes of the inverter

根據(jù)每個開關周期Ts的不同電路模態(tài)組合，所提出逆變器存在的3種工作模式分別為：由(1-d)Ts期間充磁模態(tài)和dTs期間饋能模態(tài)構成的充磁模式；由(1-d)Ts期間緩沖電容充電模態(tài)和dTs期間饋能模態(tài)構成的充電模式；由(1-d)Ts期間緩沖電容放電模態(tài)和dTs期間饋能模態(tài)構成的放電模式。

2 控制策略

設緩沖電容電壓uc和儲能電感電流iL足夠大，所提出的逆變器工作在充電模式下，緩沖電容電壓上升、儲能電感電流下降；工作在放電模式下，緩沖電容電壓下降、儲能電感電流上升；工作在充磁模式下，緩沖電容電壓不變、儲能電感電流上升，如圖3所示。因此，通過控制逆變器交替工作在3種工作模式下能平衡每個工頻周期內儲能元件的能量交換，即穩(wěn)定狀態(tài)量(uc和iL)，通過調節(jié)占空比能進一步實現(xiàn)單級升壓逆變。為此，提出了具有狀態(tài)量限定的輸出電壓反饋SPWM單周期控制策略，其控制原理框圖如圖4所示。

圖3 3種工作模式對狀態(tài)量iL、uc的調節(jié)情況Fig.3 Adjustment of iL and uc in three working modes

圖4 逆變器控制原理框圖Fig.4 Inverter control principle block diagram

表1 逆變器控制信號與功率開關驅動信號邏輯關系

3 關鍵電路參數(shù)設計

3.1 儲能電感

為了實現(xiàn)儲能電感電流的有效限定，需保證任何情況下，充電模式后儲能電感電流下降，充磁或放電模式后儲能電感電流上升。結合逆變器的功率變換特性和所提出的控制策略，充電模式后iL下降和放電模式后iL上升容比較容易滿足，而充磁模式后iL上升則需要合適的占空比等條件進行約束。由于充磁模式下饋能占空比d近似等于相應時刻io和iL的比值，當io和uo同時達到峰值時，d最大，若此時充磁模態(tài)能使iL上升則任何情況下充磁模態(tài)均能使iL上升，為了達到這一目的逆變器需滿足

(1)

結合系統(tǒng)控制策略，可以得到

(2)

將式(1)代入到式(2)中，可得到儲能電感電流限定值約束條件為

(3)

在滿足儲能電感電流iL可控并有效限定的同時，還希望iL脈動量在一定范圍內。由4種模態(tài)開關等效電路可知，充磁模態(tài)、充電模態(tài)、放電模態(tài)和饋能模態(tài)對應iL的變化量分別為：

(4)

(5)

(6)

(7)

以阻性負載情況進行設計，當輸出電壓在過零點附近時，饋能占空比d趨近0，使得這段區(qū)間內逆變器主要工作在充電模式和放電模式，故相應開關周期內儲能電感電流的脈動量最大，即

(8)

根據(jù)狀態(tài)量限定條件可知放電模式連續(xù)出現(xiàn)的情況最多持續(xù)兩個開關周期。因此，電感電流最大相對脈動量為

(9)

設儲能電感電流紋波不大于kiL%，則

(10)

3.2 緩沖電容

由逆變器饋能模態(tài)開關等效電路可知，該模態(tài)下二極管D5和D6必須處于截止狀態(tài)，故電容電壓須滿足

uc(t)>|uo(t)|-Uin。

(11)

考慮極限情況，則

(12)

由式(12)可得緩沖電容電壓限定值約束條件為

(13)

逆變器在輸出電壓過零點附近d很小，電路交替工作于充電模式和放電模式，該區(qū)間內儲能電感電流脈動量和緩沖電容電壓脈動量都達到最大，帶阻性負載時d近似為0，此時電容電壓脈動量最大，即

(14)

其相對脈動量為

(15)

設緩沖電容電壓紋波不大于kucb%，則

(16)

4 系統(tǒng)建模

所提出的逆變器在狀態(tài)量限定下，儲能電感電流iL近似為恒流源，忽略紋波和開關動作的影響，調制電流im可以表示為

im=iLS。

(17)

式中S為逆變橋開關函數(shù)。令6個開關等效電路中，逆變橋開關S1和S2導通時，S=1；S3和S4導通時，S=-1；S1～S4均截止時，S=0。因此，im是幅度等于iL的脈沖電流，采用狀態(tài)空間平均法可求得其開關周期平均值為

Ts=iLTs=iLsgn[ir]d。

(18)

式中Ts為S的開關周期平均值。

由單周期控制策略可知

(19)

式中Ks為儲能電感電流采樣系數(shù)。

將式(19)代入式(18)可得

(20)

式中Ts為調制電流基準ir的開關周期平均值。

采用電容濾波時輸出電壓Uo(s)和逆變橋調制電流Im(s)的傳遞函數(shù)為

(21)

式中ZL(s)為負載阻抗。

圖5為逆變器具有狀態(tài)量限定的輸出電壓反饋SPWM單周期控制系統(tǒng)框圖，圖中GPI(s)為PI控制器的傳遞函數(shù)，Hu(s)為輸出電壓反饋系數(shù)。

由圖5可得系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

圖5 系統(tǒng)控制框圖Fig.5 System control block diagram

Guo_open(s)=KPWMGPI(s)GC(s)Hu(s)。

(22)

兼顧系統(tǒng)的穩(wěn)定性和快速跟隨性，設置穿越頻率fc=fs/10，為了使幅頻響應在較高頻率衰減較快，設置PI控制器的零點在s=-1處，則：

(23)

因此，所提出的逆變器具有控制簡單，參數(shù)設計容易等優(yōu)點。

5 仿真與實驗

5.1 仿真分析

表2 電路參數(shù)

帶有源緩沖的單級單相電流型逆變器穩(wěn)態(tài)仿真波形如圖6所示。

圖6 輸出滿載仿真波形Fig.6 Output full load simulation waveform

逆變器在輸出側負載突變的仿真波形如圖7所示，分別為阻性負載功率由1 000 W突變?yōu)?00 W和500 W突變?yōu)? 000 W兩種情況。由圖7可知，逆變器具有良好的動態(tài)性能，負載突變時能夠實現(xiàn)輸出電壓的快速跟蹤和穩(wěn)定。

圖7 負載突變動態(tài)仿真波形Fig.7 Dynamic simulation waveform of load mutation

5.2 實驗結果

采用表2參數(shù)設計并搭建了一臺1 kVA 100 V DC/220 V 50 Hz AC帶有源緩沖的單級單相電流型逆變器實驗裝置，如圖8所示。其主電路功率開關S1～S6為IPW60R099C6，二極管D1～D6為DSEI60-06A。

圖8 帶有源緩沖的單級單相逆變器實驗裝置Fig.8 Single-stage single-phase inverter experiment apparatus with source buffer

逆變器帶阻性滿載、感性滿載(PF=0.75)及容性滿載(PF=0.75)時的穩(wěn)態(tài)波形如圖9所示。

圖9 滿載穩(wěn)態(tài)實驗波形Fig.9 Full load steady-state experimental waveforms

圖9實驗波形表明：1)在逆變器正常工作時，緩沖電容電壓穩(wěn)定在260 V并呈二倍脈動，儲能電感電流穩(wěn)定在30 A附近，與理論分析和仿真一致。由于實際電感值、電容值及DSP產(chǎn)生占空比的誤差，電容電壓及電感電流脈動量略大于設計值。2)所提出的逆變器適用于純阻性、阻感性、阻容性負載，逆變器輸出電壓與輸出電流波形質量較好。3)在降壓逆變階段，逆變器主要工作在充/放電模式，功率開關S5、S6驅動分布較密；在升壓逆變階段，逆變器主要工作在充磁模式，功率開關S5、S6驅動分布較稀疏，如圖9(f)所示。4)功率開關S5(S6)的漏源電壓uds5(uds6)為四電平(0、(ucb-Ui)/2、(ucb+|uo|-Ui)/2、ucb)PWM波。5)圖9(g)、(h)分別給出了輸出電壓正、負半周3種工作模式及4種電路模態(tài)的高頻切換波形，其中Ta、Tb和Tc分別對應放電模式、充磁模式和充電模式。

圖10給出了帶阻性負載時系統(tǒng)效率η和輸出電壓THD曲線，二者均隨著輸出功率增大呈上升的趨勢。所提出的逆變器系統(tǒng)損耗主要由儲能電感損耗(銅損PL-Cu及鐵損PL-Fe)和功率器件損耗(開關損耗PS-S及通態(tài)損耗PS-on)兩部分構成。由于該電路iL在限定值附近波動并以直流分量為主且數(shù)值較大，故PL-Cu遠大于PL-Fe，儲能電感損耗近似等于PL-Cu，基本不隨輸出功率變化。功率器件損耗中PS-S取決于電路模態(tài)組合及其切換時產(chǎn)生開關動作的開關個數(shù)、頻率、電壓和電流應力；PS-on取決于各電路模態(tài)下開關器件導通的個數(shù)、時間、通態(tài)電流及內阻，由于大部分影響因素與逆變器的輸出功率有關，因此對于特定的功率器件，其損耗隨輸出功率而變化。由逆變器工作原理可知，輕載時，逆變器的充電和放電模式占比較大，隨著負載增加充磁模式占比逐漸增大，因此隨著輸出功率增大，PS-on增大、PS-S減小，但總損耗變化不明顯，所以系統(tǒng)效率曲線呈現(xiàn)為輸出功率Po增大系統(tǒng)效率η上升。此外，由于電流型逆變橋使用了4個阻斷二極管，這將帶來相當比重的系統(tǒng)損耗，但隨著將來逆阻型器件的發(fā)展，可省去這些阻斷二極管，使系統(tǒng)的整機效率得到大幅提高。

圖10 效率與THDFig.10 Efficiency and THD

帶有源緩沖的單級單相電流型逆變器在輸出側負載突變時的實驗波形如圖11所示，分別為阻性負載功率由1 000 W突變?yōu)?00 W和500 W突變?yōu)? 000 W 兩種情況。

從圖11的實驗波形可以看出：所提出逆變器采用具有儲能電感電流及緩沖電容電壓限定的輸出電壓反饋SPWM單周期控制，具有較好的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，當負載突變時逆變器的輸入電流和輸出電壓既無超調也無明顯過渡過程，實驗結果和理論分析及仿真基本一致，驗證了所提出研究方案的正確性與可行性。

圖11 負載跳變實驗波形Fig. 11 Load jump test waveform

6 結 論

1)提出了能實現(xiàn)單級升壓逆變的帶有源緩沖的單級單相電流型逆變器，該逆變器存在3種工作模式、4種電路模態(tài)和6個開關等效電路，解決了電流型逆變器降壓階段儲能電感的去磁問題。

2)提出了在儲能電感電流及緩沖電容電壓限定下的輸出電壓復合單周期控制策略，分別推導了儲能電感電流及緩沖電容電壓這兩個狀態(tài)量的限定值。

3)分析和設計了所提出逆變器的關鍵電路參數(shù)，建立了該逆變器數(shù)學模型，設計了系統(tǒng)的控制器參數(shù)，仿真和實驗均表明所提出的逆變器電路簡潔，控制簡單，能提供高質量的輸出電壓波形，適應阻性、阻感性和阻容性等各種類型負載，并具有較好的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能。