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        用于電弧發(fā)射光譜的數(shù)字化自動(dòng)引弧電路設(shè)計(jì)

        2022-02-25 02:39:08張?chǎng)螎i段發(fā)階蔣佳佳
        儀表技術(shù)與傳感器 2022年1期
        關(guān)鍵詞:振蕩電路可控硅油液

        張?chǎng)螎i,段發(fā)階,傅 驍,蔣佳佳,陳 斌

        (天津大學(xué)精密測(cè)試技術(shù)及儀器國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,天津 300072)

        0 引言

        轉(zhuǎn)盤(pán)電極發(fā)射光譜分析因其檢出限低,背景光譜較弱的優(yōu)勢(shì),常用于油液中痕量元素的檢測(cè)[1-2],為提高轉(zhuǎn)盤(pán)電極發(fā)射光譜分析的重復(fù)性精度,電弧光源的穩(wěn)定性至關(guān)重要。電弧產(chǎn)生需要引弧電路輸出高電壓使電極間的氣體電離,形成放電通道,使電弧能夠在主電源的供電下穩(wěn)定持續(xù)燃燒。轉(zhuǎn)盤(pán)電極在使用過(guò)程中,電極材料升華造成的燒蝕和油液樣品中金屬粒子的沉積都會(huì)使間隙的長(zhǎng)度發(fā)生變化,帶來(lái)間隙長(zhǎng)度不穩(wěn)定的問(wèn)題[3-4],同時(shí)由于是對(duì)液態(tài)樣品進(jìn)行激發(fā),轉(zhuǎn)盤(pán)電極上常覆蓋有一定量的油液樣品,這些情況均會(huì)使擊穿間隙所需要的電壓發(fā)生變化。因此需要引弧電路能夠在復(fù)雜的間隙條件下實(shí)現(xiàn)自動(dòng)穩(wěn)定引弧。

        轉(zhuǎn)盤(pán)電極發(fā)射光譜分析采用非接觸式引弧,目前,非接觸式引弧主要有高頻高壓引弧和高壓脈沖引弧[5]。高頻高壓引弧利用火花放電器和RCL振蕩電路形成高頻振蕩,通過(guò)引弧線(xiàn)圈升壓,輸出峰值為2 000~3 000 V,頻率為150~200 kHz的電壓來(lái)?yè)舸╅g隙[6]。由于火花放電器的間隙會(huì)在放電過(guò)程中因燒蝕或雜質(zhì)沉積的影響而改變[7],同時(shí)火花放電器在放電時(shí)會(huì)對(duì)電路造成干擾[8],所以輸出電壓穩(wěn)定性難以保證。高壓脈沖引弧使用可控硅代替火花放電器作為電路的開(kāi)關(guān)器件,通過(guò)可控硅的開(kāi)關(guān)輸出電壓峰值在3 000~5 000 V,頻率在50~100 Hz的引弧脈沖來(lái)?yè)舸╅g隙[9]。這種方法干擾較小,穩(wěn)定可控,但由于可控硅的最大開(kāi)關(guān)頻率受驅(qū)動(dòng)和散熱條件的限制,難以實(shí)現(xiàn)高頻輸出,在頻率較低的情況下高壓脈沖引弧擊穿間隙所需的電壓會(huì)高于高頻高壓引弧所需的電壓,所以引弧成功率一般低于高頻高壓引弧。目前的高頻高壓和高壓脈沖引弧多采用固定幅值的電壓輸出,在應(yīng)對(duì)復(fù)雜的使用環(huán)境時(shí)難以保證不同條件下的電弧放電間隙的穩(wěn)定擊穿。

        本文在高頻高壓引弧電路的基礎(chǔ)上,提出了一種采用雙路可控硅結(jié)構(gòu),通過(guò)Buck電路實(shí)現(xiàn)輸出電壓根據(jù)引弧時(shí)長(zhǎng)調(diào)控的數(shù)字化自動(dòng)高頻引弧電路,并對(duì)電路在間隙長(zhǎng)度2~6 mm,電極有油液樣品覆蓋和無(wú)油液樣品覆蓋的情況進(jìn)行引弧效果仿真分析。

        1 引弧電路設(shè)計(jì)與控制

        1.1 高頻引弧特性

        在高頻交變電壓下,當(dāng)電壓反向時(shí),放電間隙中的電子和正離子會(huì)因?yàn)殡妶?chǎng)力方向的改變而減速或反向加速。當(dāng)交變電壓的頻率超過(guò)臨界頻率時(shí),這些載流子就會(huì)在電極間振蕩,形成空間電荷,已有的空間電弧會(huì)和電極后來(lái)發(fā)射的載流子疊加,逐漸累積,直至間隙電離,形成放電通道[10]。累積效應(yīng)的臨界頻率fc為:

        (1)

        式中:μi為正離子的遷移率;E0為交變電壓的幅值;d為電極間隙的長(zhǎng)度。

        1 cm間隙的均勻電場(chǎng)中相對(duì)擊穿電壓與電壓頻率的關(guān)系如圖1所示,由圖1可知,在1 MHz以下的范圍內(nèi),提高電壓的頻率可以有效降低擊穿間隙所需電壓的幅值[11]。

        圖1 相對(duì)擊穿電壓與頻率的關(guān)系

        在頻率達(dá)到1 MHz左右時(shí),相對(duì)擊穿電壓最小,故本電路將以1 MHz的頻率為設(shè)計(jì)指標(biāo)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

        1.2 引弧電路設(shè)計(jì)

        雙路可控硅高頻引弧電路的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

        圖2 雙路可控硅高頻引弧電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

        引弧電路接入220 V的工頻交流電,通過(guò)倍壓整流電路整流后輸出電壓翻倍的直流,之后接入Buck電路調(diào)壓,最后將Buck電路的輸出電壓接入雙可控硅高頻振蕩電路,經(jīng)引弧線(xiàn)圈升壓在電極輸出高頻高壓。

        倍壓整流電路通過(guò)二極管D1和D2將220 V交流電對(duì)上下2個(gè)電容C1和C2交替充電,實(shí)現(xiàn)交流電壓整流并翻倍的功能[12]。Buck電路的輸出電壓由輸入電壓的占空比控制[13]。在電路處于電感電流連續(xù)狀態(tài)時(shí),電路的輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系滿(mǎn)足:

        Vo=VinDeff

        (2)

        式中:Vo為Buck電路的輸出電壓;Vin為Buck電路的輸入電壓;Deff為輸入電壓占空比。

        電感Lf應(yīng)滿(mǎn)足:

        (3)

        式中:Dmax為Buck電路最大占空比;fs為開(kāi)關(guān)頻率;Imax為最大輸出電流。

        在電容Cf充電時(shí)的輸出電壓滿(mǎn)足:

        (4)

        高頻振蕩電路可簡(jiǎn)化為RCL振蕩電路,其數(shù)學(xué)模型如圖3所示。

        圖3 RCL振蕩電路理論模型

        圖3中,R代表振蕩回路中的所有電阻之和,包括線(xiàn)圈上的電阻、導(dǎo)線(xiàn)的電阻、接觸電阻、變壓器副邊等效到原邊的電阻。R決定了振蕩電壓的衰減速度,電壓衰減得太快會(huì)降低引弧成功率,所以電阻R要盡可能小。L一般取變壓器原邊的等效電感。

        假設(shè)電路的起始電荷全部?jī)?chǔ)存在電容里,即電容上的電壓初值為U0且為最大值,電感中的初始電流為0。根據(jù)電路中的電流電壓關(guān)系可列出二階常系數(shù)線(xiàn)性微分方程[14]為:

        (5)

        (6)

        式中:ω0為振蕩角頻率;b為衰減系數(shù);φ為振蕩波形的相位角。

        由式(6)求解得到的電壓為高頻衰減波,ω0、b、φ的表達(dá)式分別為:

        (7)

        (8)

        (9)

        由式(5)~式(7)可知,可根據(jù)需求的振蕩頻率、最大峰值電壓和衰減系數(shù)來(lái)對(duì)電阻、電容和電感進(jìn)行設(shè)計(jì)。

        衰減系數(shù)決定了高頻衰減波的振蕩時(shí)長(zhǎng),高頻衰減波衰減得越慢,振蕩持續(xù)時(shí)間越長(zhǎng),引弧成功率也就越高。在頻率ω0和回路電阻R確定的情況下,可以得到電容C與高頻衰減波的關(guān)系。若以高頻衰減波的峰值電壓衰減到初始峰值電壓的1%所需時(shí)間作為一次振蕩時(shí)長(zhǎng),則可求得振蕩時(shí)長(zhǎng)與電容選值的關(guān)系為

        (10)

        為使振蕩能夠維持更長(zhǎng)時(shí)間,一般要求在保證振蕩頻率的情況下,振蕩電路中的電阻和電容盡量小。

        如果將電源直接接入RCL振蕩電路,電源會(huì)在極短的時(shí)間將電容充滿(mǎn),之后電流將流過(guò)電感返回電源負(fù)極,容易損壞電路。本設(shè)計(jì)采用雙路可控硅作為振蕩電路的開(kāi)關(guān),實(shí)現(xiàn)可控的高頻振蕩輸出。雙路可控硅RCL振蕩電路如圖4所示。

        圖4 使用兩路可控硅的RCL振蕩電路

        由于可控硅是單向?qū)ǖ拈_(kāi)關(guān),本設(shè)計(jì)采用兩路可控硅,可在振蕩波形處于正負(fù)電壓時(shí)分別導(dǎo)通。電路的工作流程如圖5所示。

        圖5 雙路可控硅高頻引弧電路工作時(shí)序

        t0時(shí)刻兩路可控硅均斷開(kāi),充電開(kāi)關(guān)閉合,電源給電容充電。t1時(shí)刻,電容充滿(mǎn)電,充電開(kāi)關(guān)斷開(kāi),切斷電源,由于電容的放電回路未接通,所以電容可以維持在高電壓。在較短的延遲后,到達(dá)t2時(shí)刻,開(kāi)啟反向可控硅,此時(shí)振蕩電路仍未導(dǎo)通,然后在t3時(shí)刻,將正向可控硅導(dǎo)通。此時(shí),電容中的電荷通過(guò)變壓器的原邊電感和正向可控硅放電,當(dāng)電容放電至電壓反偏后,電感中的電流繼續(xù)為電容反向充電,回路中電流逐漸減小。電流減小至0并開(kāi)始反向上升后,電流通路從正向可控硅切換為反向可控硅。在RCL電路振蕩的過(guò)程中,總有一路可控硅可以為電流提供通路,所以電路的振蕩可以實(shí)現(xiàn)。振蕩持續(xù)到t4時(shí)刻,之后在t5時(shí)刻斷開(kāi)兩路可控硅,閉合電源的充電開(kāi)關(guān),重新為電容充電,電路開(kāi)始下一個(gè)周期的振蕩。

        可控硅開(kāi)關(guān)控制信號(hào)的占空比由高頻衰減波的振蕩時(shí)長(zhǎng)決定,若希望高頻衰減波衰減結(jié)束后再關(guān)閉可控硅,則可控硅的占空比至少為

        (11)

        式中T為電容充電開(kāi)關(guān)控制信號(hào)的周期。

        若希望高頻衰減波只保留較高電壓的振蕩區(qū)間,則可控硅的占空比可小于Dscr。如果可控硅兩端維持正電壓,撤去控制極的控制電壓可控硅依舊處于導(dǎo)通狀態(tài),只有控制極無(wú)控制電壓,且可控硅兩端電壓為零或反偏時(shí),可控硅才會(huì)回到斷開(kāi)狀態(tài)。由于振蕩電壓會(huì)過(guò)零,所以只要斷開(kāi)可控硅的控制電壓,即使高頻衰減波的電壓未衰減至0,可控硅也可關(guān)斷,實(shí)現(xiàn)只保留較高電壓輸出的功能,工作時(shí)序如圖6所示。

        圖6 只保留較高電壓的工作時(shí)序

        1.3 控制策略

        由于引弧擊穿通常發(fā)生在μs的時(shí)間內(nèi),且引弧電路中電容充電開(kāi)關(guān)和兩路可控硅的時(shí)序關(guān)系決定了引弧能否成功,為保證控制的準(zhǔn)確性和實(shí)時(shí)性,選用FPGA作為引弧電路的控制核心??刂频牧鞒倘鐖D7所示。

        圖7 引弧控制策略結(jié)構(gòu)框圖

        為使引弧電路能夠根據(jù)使用環(huán)境自動(dòng)調(diào)整輸出電壓,本設(shè)計(jì)采用霍爾傳感器對(duì)電極間的電流進(jìn)行檢測(cè),由于未擊穿時(shí)電極間幾乎無(wú)電流,而擊穿后電極間的電流會(huì)陡增,所以以電流為反饋信號(hào),控制引弧電路的輸出電壓,并在引弧成功時(shí)有序關(guān)閉引弧電路。

        引弧電路開(kāi)始工作前,Buck電路和振蕩回路的開(kāi)關(guān)均保持?jǐn)嚅_(kāi),引弧開(kāi)始后,倍壓整流電路將輸入電壓倍增并整流,此時(shí)傳感器檢測(cè)電極間是否已有電弧,若已有電弧,則引弧電路不工作,若無(wú)電弧,則引弧電路進(jìn)入下一步,啟動(dòng)Buck電路的控制PWM,直到Buck電路輸出指定的初始電壓。然后啟動(dòng)振蕩回路的控制PWM,以Buck電路的輸出電壓為振蕩電容充電,在振蕩回路中形成高頻衰減波,并通過(guò)高頻引弧線(xiàn)圈升壓后輸出到電極。若引弧在一定的時(shí)間內(nèi)未完成,則提高Buck電路的參考電壓,使輸出電壓以階梯形上升,若引弧成功,則Buck電路的指定電壓變?yōu)?,電路逐漸停止工作,然后斷開(kāi)電路中的開(kāi)關(guān),結(jié)束引弧。

        2 電路和引弧效果檢測(cè)的仿真實(shí)驗(yàn)分析

        2.1 simulink電路系統(tǒng)仿真

        引弧電路的仿真結(jié)構(gòu)如圖8所示。

        圖8 引弧電路simulink仿真

        圖8中,預(yù)設(shè)的振蕩頻率為1 MHz,電容和電感的選值由式(12)、式(13)確定:

        (12)

        (13)

        選擇電感L=10 μH,電容C=2.5 nF,回路電阻R=1 Ω時(shí),一次振蕩周期內(nèi)產(chǎn)生的振蕩波形如圖9所示。振蕩頻率約等于1 MHz,振蕩時(shí)長(zhǎng)τ=10 μs。

        圖9 單個(gè)振蕩周期的高頻衰減波

        若改變電感電容的值,經(jīng)仿真得,在預(yù)設(shè)振蕩頻率為ω0=1 MHz,回路電阻R=1 Ω的情況下,不同電容電感的選值下,電容的值與振蕩時(shí)長(zhǎng)的關(guān)系如圖10所示。

        圖10 電容選值與振蕩時(shí)長(zhǎng)的關(guān)系

        仿真結(jié)果與式(10)的推導(dǎo)基本一致。

        振蕩回路的控制PWM和引弧電路輸出電壓的關(guān)系如圖11所示。

        (a)保留完整高頻衰減波

        由圖11可知,以雙可控硅代替火花放電器后,高頻振蕩回路能夠產(chǎn)生穩(wěn)定的連續(xù)周期高頻衰減波,且在雙路可控硅的控制下可以實(shí)現(xiàn)只取較高電壓輸出。

        根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì),如果用于檢測(cè)電弧電流的霍爾傳感器沒(méi)有返回?fù)舸┖蟮碾娏?,則認(rèn)為引弧未完成,在一段時(shí)間的連續(xù)引弧后如果仍沒(méi)能檢測(cè)到電流,將通過(guò)PID控制提高引弧電路的輸出電壓。連續(xù)引弧持續(xù)時(shí)間設(shè)為5 ms,起始電壓設(shè)為1 000 V,得到的輸出波形如圖12所示。

        (a)引弧未完成時(shí)逐漸遞增的電壓

        由12可見(jiàn),在引弧線(xiàn)圈副邊檢測(cè)不到電流,即引弧未完成的情況下,振蕩的電壓會(huì)以階梯型逐漸升高,直到引弧成功或Buck電路的有效占空比達(dá)到最大。當(dāng)引弧線(xiàn)圈副邊檢測(cè)到電流,即引弧成功時(shí),電路會(huì)將PID控制的參考電壓降為0,再依次關(guān)閉Buck電路的控制開(kāi)關(guān)、振蕩電容充電開(kāi)關(guān)和雙路可控硅的控制開(kāi)關(guān),引弧電路停止工作。以引弧電路停止工作前的電壓作為引弧電路的最終輸出電壓,則輸出電壓與引弧時(shí)長(zhǎng)的關(guān)系如圖13所示。

        圖13 引弧電路最終輸出電壓與引弧時(shí)長(zhǎng)的關(guān)系

        2.2 電路的引弧效果仿真實(shí)驗(yàn)

        在COMSOL Multiphysics中通過(guò)等離子體建模對(duì)電路仿真產(chǎn)生的電壓波形進(jìn)行擊穿檢測(cè)。電極結(jié)構(gòu)如圖14所示。

        圖14 轉(zhuǎn)盤(pán)電極結(jié)構(gòu)

        圖14中,d為間隙長(zhǎng)度,h為電極上覆蓋的油液樣品厚度。

        將simulink仿真得到的輸出電壓波形輸入到擊穿檢測(cè)模型中,分析不同間隙長(zhǎng)度與電極有無(wú)油液樣品覆蓋對(duì)擊穿電壓造成的影響,驗(yàn)證引弧電路是否可行。仿真輸入的電壓為振蕩頻率ω0=1 MHz,振蕩時(shí)長(zhǎng)τ=10 μs,引弧周期Ts=100 μs,最大輸出電壓3 200 V,未擊穿時(shí)電壓遞增的周期高頻衰減波。

        擊穿電壓不僅與間隙長(zhǎng)度和電壓頻率有關(guān),電極間的氣體種類(lèi)、氣體的氣壓、電極的形狀、電極間是否由電介質(zhì)阻擋、電極間的溫度、電極上的化學(xué)反應(yīng)等因素都會(huì)影響擊穿電壓的幅值,為簡(jiǎn)化計(jì)算,確保模型收斂性,將模型簡(jiǎn)化為一維的氬氣反應(yīng)模型[15-16]。仿真分析了在標(biāo)準(zhǔn)大氣壓下,電極間隙長(zhǎng)度d在2~6 mm,以及電極間是否有油液樣品覆蓋的情況。油液的介電常數(shù)受水分、酸度、金屬屑等多種因素的影響[17],仿真選用相對(duì)介電常數(shù)為2的油液,油液的厚度h設(shè)為0.2 mm。

        間隙擊穿后氣體會(huì)變?yōu)榈入x子體態(tài),電阻率大幅下降,電流上升。將高頻引弧電路產(chǎn)生的電壓輸入到擊穿檢測(cè)模型,得到未擊穿時(shí)和擊穿時(shí)的電流波形如圖15所示。

        (a)電流較小,未擊穿

        通過(guò)繪制電壓-電阻曲線(xiàn)圖可以對(duì)比不同間隙下的擊穿電壓。高頻引弧電壓輸入擊穿檢測(cè)模型,在擊穿時(shí)間隙電阻會(huì)顯著下降。圖16記錄了不同間隙的擊穿電壓:

        (a)無(wú)油液樣品覆蓋

        在遞增電壓輸入下,有無(wú)油液樣品覆蓋,不同間隙長(zhǎng)度的擊穿所需時(shí)間如表1所示。

        表1 遞增電壓輸入下不同間隙長(zhǎng)度的擊穿時(shí)間

        3 結(jié)束語(yǔ)

        本文在高頻高壓引弧的基礎(chǔ)上提出了一種使用雙路可控硅的數(shù)字化自動(dòng)高頻引弧電路,分析了電路器件的選值和可控硅的開(kāi)關(guān)時(shí)序?qū)敵霾ㄐ蔚挠绊懀⒔Y(jié)合仿真對(duì)電路在不同間隙條件下的引弧效果進(jìn)行了分析。

        實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,間隙長(zhǎng)度在2~6 mm的范圍內(nèi),電極覆蓋有0.2 mm的油液樣品和無(wú)油液樣品覆蓋的情況下,本文設(shè)計(jì)的高頻引弧電路均可以實(shí)現(xiàn)自動(dòng)調(diào)整電壓進(jìn)行引弧并在檢測(cè)到引弧成功后平穩(wěn)關(guān)閉電路。此電路使用雙路可控硅代替火花放電器實(shí)現(xiàn)了高頻引弧,輸出電壓有較強(qiáng)的穩(wěn)定性,且能夠自動(dòng)調(diào)整輸出電壓,可應(yīng)對(duì)不同的間隙條件,同時(shí)FPGA控制也方便使用者根據(jù)使用環(huán)境對(duì)電路的引弧周期、起始電壓等參數(shù)靈活配置。

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