李小文，江良星 ，王華云，王長坤 ，查海濤

（1.國網南昌市昌北供電公司，江西 南昌 330063；2.南昌航空大學信息工程學院，江西 南昌 330063；3.國網江西省電力有限公司電力科學研究院，江西 南昌 330063；4.國網江西電力有限公司柘林水電廠，江西 永修 330300）

隨著智能電網、太陽能供電系統(tǒng)等配電設備的不斷發(fā)展以及不間斷電源、電動汽車的廣泛應用，直流充電設備必須具備使能量雙向流動的功能才能滿足上述應用場合[1]。與采用兩套單向DC-DC變換器反并聯(lián)來實現(xiàn)能量雙向流動的方案相比，雙向DC-DC變換器可以減少元件器的數(shù)量，具有成本低、功率密度高等優(yōu)勢，在未來具有廣泛的應用前景[2]。為了進一步提升雙向DC-DC變換器工作效率，軟開關拓撲尤其是LLC諧振型變換器以自然軟開關的特點受到越來越多的關注[3]。通過實現(xiàn)對原邊開關管零電壓開通和副邊整流管零電流關斷，LLC諧振型變換器可以大幅降低開關損耗。如何將軟開關技術應用到雙向DC-DC變換器之中已經成為當前的研究重點[4-6]。

文獻[7]提出一種雙向LLC變換器，但是反向運行時無法實現(xiàn)副邊零電流關斷（zero current switch，ZCS），且直流增益小于1，只能用于降壓模式。文獻[8-9]提出了一種對稱結構的雙向CLLLC諧振變換器，實現(xiàn)了雙向軟開關和升降壓，但是增加了副邊諧振電容和電感，降低了功率密度。文獻[10]提出了一種雙向CLLC諧振變換器，該拓撲不僅保持了雙向CLLLC諧振變換器的全部優(yōu)勢，由于副邊只有一個諧振電容，從而提高了功率密度且成本更低。

為了降低輸出濾波電容的使用數(shù)量，本文結合雙向CLLC拓撲的軟開關優(yōu)勢和三相交錯并聯(lián)技術特點，提出一種星型連接的三相型雙向CLLC變換器，具體拓撲如圖1a所示。與傳統(tǒng)三相直接交錯并聯(lián)拓撲（圖1b）相比，該拓撲開關管和變換器出腳數(shù)量減少了一半，使得功率密度得到進一步提高，克服了單相CLLC輸出紋波電流較大的缺點[11-12]。

圖1 雙向CLLC變換器拓撲圖Fig.1 Topology diagram of bidirectional CLLC converter

本文首先描述了星型連接的三相型雙向CLLC變換器的工作原理，通過基波分析法對其電壓特性進行研究，詳細分析了各諧振參數(shù)對電壓增益的影響，最后通過仿真和實驗驗證了該拓撲結構的可行性和有效性。

1 主拓撲結構

圖1a星型連接的三相型雙向CLLC變換器拓撲中的Q1～Q6與Q7～Q12分別構成了一個全橋變換器。正向工作時，Q1～Q6側工作在三相逆變模式，Q7～Q12側則工作在三相整流模式。反向工作時，Q7～Q12側工作在三相逆變模式，Q1～Q6側則工作在三相整流模式。Cr1～Cr3和 C1～C3是諧振電容；L1～L3是諧振電感；Lm1～Lm3是勵磁電感；CQ1～CQ12和DQ1～DQ12分別是Q1～Q12的結電容和反并二極管。

2 工作過程分析

星型連接的三相型雙向CLLC變換器正向運行時一個開關周期可以分為12個模態(tài)，由于前后半個周期具有對稱性，所以只對前半個周期中的6個模態(tài)作具體分析，各運行模態(tài)等效電路圖如圖2所示。

圖2 正向運行時的各模態(tài)圖Fig.2 Modal diagrams in forward operation

三相交錯依次移相120°導通，理論工作波形圖如圖3所示。

圖3 變換器主要工作波形圖Fig.3 Main working waveforms of the converter

模態(tài) 1[t0—t1]：Q4，Q5導通。A相進入死區(qū)時間，電流ia以正弦形式增大，同步管Q7導通，勵磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。諧振電流ir1對結電容CQ2充電，對結電容CQ1放電，為開關管Q1零電壓導通（zero voltage switch，ZVS）提供了條件。對于B相，電流ib以正弦形式反向增大，同步管Q10導通，勵磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。對于C相，電流ic以正弦形式減小，同步管Q11導通，勵磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。

模態(tài)2[t1—t2]：Q4，Q5導通；t1時刻，Q1實現(xiàn)ZVS導通。對于A相，電流ia以正弦形式繼續(xù)增大，同步管Q7導通，勵磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。對于B相，電流ib以正弦形式變化，同步管Q10導通，勵磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。對于C相，電流ic以正弦形式減小，同步管Q11導通，勵磁電感Lm3被輸出電壓鉗位，當ic減小到零時，Q5關斷。

模態(tài)3[t2—t3]：Q1，Q4導通。對于A相，電流ia以正弦形式繼續(xù)增大，同步管Q7導通，勵磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。對于B相，電流ib以正弦形式反向減小，同步管Q10導通，勵磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。C相進入死區(qū)時間，電流ic以正弦形式反向增大，同步管Q12導通，勵磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。諧振電流ir3對結電容CQ5充電，對結電容CQ6放電，這為開關管Q6的ZVS導通提供了條件。

模態(tài) 4[t3—t4]：Q1，Q4導通；t3時刻，Q6實現(xiàn)ZVS導通。對于A相，電流ia以正弦形式變化，同步管Q7導通，勵磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。對于B相，同步管Q10導通，勵磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。電流ib以正弦形式反向減小，當ib減小到零時，Q4關斷。對于C相，電流ic以正弦形式反向繼續(xù)增大，同步管Q12導通，勵磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。

模態(tài)5[t4—t5]：Q1，Q6導通；對于A相，電流ia以正弦形式減小，同步管Q7導通，勵磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。B相進入死區(qū)時間，電流ib以正弦形式增大，同步管Q9導通，勵磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。諧振電流ir2對結電容CQ4充電，對結電容CQ3放電，這為開關管Q3的ZVS導通提供了條件。對于C相，電流ic以正弦形式反向繼續(xù)增大，同步管Q12導通，勵磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。

模態(tài) 6[t5—t6]：Q1，Q6導通；t5時刻，Q3實現(xiàn)ZVS導通。對于A相，同步管Q7導通，勵磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。電流ia以正弦形式減小，當ia減小到零時，Q1關斷。對于B相，電流ib以正弦形式繼續(xù)增大，同步管Q9導通，勵磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。對于C相，電流ic以正弦形式變化，同步管Q12導通，勵磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。

3 增益特性分析

3.1 正向運行時增益特性分析

正向運行時采用基波分量法對一相電路進行分析。為了簡化計算，全文令變壓器變比n為1，將副邊電容等效到原邊，則星型連接的三相型雙向CLLC變換器正向運行時的基波等效電路如圖4所示。

圖4 正向運行時的基波等效模型Fig.4 Fundamental equivalent model for forward operation

由上式可得CLLC諧振變換器的直流增益曲線如圖5所示。由圖5可以看出，隨著Q值的不斷減?。ㄘ撦d越輕），變換器工作頻率范圍變寬，同時最大直流增益增大。另一方面，Q值與原邊電流成反比，為了降低系統(tǒng)損耗，應當增大Q值。因此在保證變換器的調壓能力和實現(xiàn)軟開關的前提下，應選用大的Q值。隨著開關頻率的不斷增大，正向運行時直流增益先增大后減小。當開關角頻率等于ω1時，原邊諧振元件發(fā)生串聯(lián)諧振，由于副邊諧振電容的影響，Q值越小增益越大。

圖5 正向運行時的直流增益隨Q值變化曲線族Fig.5 Voltage gain with Q value curves family in forward operation

同理，可以繪制出直流增益在不同k值下的曲線族，如圖6所示。由圖6可知：當Q值確定時，k值越大，對應的最大直流增益越小，頻率需要變換較大范圍時，才能達到所需的直流增益，因此降低了變換器的調節(jié)性能。k值定義為Lm1與L1的比值，當k值越小時，則對應的勵磁電感值Lm1越小，而減小Lm1會使勵磁電感的峰值增大，最終增加了開關管的導通損耗。

圖6 正向運行時電壓增益隨k值變化曲線族Fig.6 Family of voltage gains with k value in forward operation

3.2 反向運行時增益特性分析

反向運行時的基波等效模型如圖7所示。

圖7 反向運行時的基波等效模型Fig.7 Fundamental equivalent model for reverse operation

根據(jù)式（8）繪制了變換器的反向直流增益曲線，如圖8所示。

圖8 反向運行時的電壓增益隨Q值變化曲線族Fig.8 Voltage gain with Q value curves family in reverse operation

由圖8可得，變換器處于反向運行時，直流增益的變化趨勢與正向運行時類似。反向高頻諧振點增益大于1，同時增益曲線都相交于一點。Q值越大，則最大直流增益較小；當Q值減小時，直流增益會出現(xiàn)兩個增益波峰，不利于系統(tǒng)閉環(huán)控制。

令C1，Cr1和L1共同諧振時的諧振角頻率為

令反向諧振頻率ωr1與ωeq的比值為

由式（11）繪制比值y隨k變化的曲線族，如圖9所示。由圖9可知，隨著g和k值的增大，y值會逐漸趨近于1，即變換器反向諧振頻率近似等于三個諧振元件共同諧振時的諧振頻率。

圖9 y值隨k值變化的曲線族Fig.9 Curves family with y value changing with k value

增益隨g和ωn變化的曲面圖如圖10所示。在頻率較低范圍內增益出現(xiàn)一定波動，但隨著頻率的增大，增益逐漸趨于平緩，表明g值變化對增益影響較小。

圖10 增益隨g和ωn變化的曲面圖Fig.10 Surface plot of gain varying with g and ωn

4 仿真分析

首先，通過Simulink搭建仿真模型進行仿真驗證。具體仿真參數(shù)如下所示：諧振電感Lr=12 μH；勵磁電感Lm=80 μH；諧振電容C1=328 nF，Cr1=500 nF；濾波電容450 μF；開關頻率Fs范圍60～100 kHz；死區(qū)時間 200 ns；輸入電壓350 V；輸出電壓350～400 V。

圖11、圖12分別為變換器正向和反向運行時的驅動電壓的放大波形與MOS管DS電壓。在驅動電壓為高電平之前，DS電壓已經下降為零，即實現(xiàn)了原邊ZVS。二極管電流自然下降為零，即副邊實現(xiàn)了ZCS關斷。

圖11 正向運行時的電壓電流仿真波形Fig.11 Voltage and current simulation waveforms in forward operation

圖12 反向運行時的電壓電流仿真波形Fig.12 Voltageandcurrentsimulationwaveformsinreverseoperation

由圖13可知，輸出電流Io在13～14.8 A之間波動，變換器輸出電流紋波已大幅降低，因此可以降低對應的濾波電容數(shù)量。

圖13 副邊輸出電流仿真波形Fig.13 Secondary side output current simulation waveforms

5 實驗驗證

根據(jù)上述仿真參數(shù)，研制了一臺功率為2 kW的星型連接的三相型雙向CLLC變換器樣機，如圖14所示。其中正向工作頻率為80 kHz；反向工作頻率為120 kHz；輸入電壓240 V。

圖14 雙向CLLC變換器實驗樣機Fig.14 Experimental prototype of a bidirectional CLLC converter

如圖15所示，正向運行在高頻諧振點附近時輸出電壓220 V，增益略小于1，諧振電流近似于正弦波符合理論分析，同時諧振電流滯后于驅動電壓，實現(xiàn)了ZVS導通。反向運行時波形如圖16所示，輸出電壓達到了320 V，實現(xiàn)了較好的升壓和軟開關效果。

圖15 正向運行時的電壓電流實驗波形Fig.15 Voltage and current experimental waveforms during forward operation

圖16 反向運行時的電壓電流實驗波形Fig.16 Voltage and current experimental waveforms during reverse operation

如圖17所示，副邊三相電流對稱，最大紋波電流ΔIc=0.8A，輸出電流紋波大幅降低。

圖17 副邊輸出電流實驗波形Fig.17 Experimental waveforms of secondary side output current

6 結論

本文在單相LLC諧振變換器的基礎上，提出一種原副邊均星型連接的三相型雙向CLLC變換器，并采用基波分析法對該變換器的增益特性進行了詳細分析。通過搭建仿真和實驗驗證得出結論：所提變換器除了具備單相LLC諧振變換器的全部優(yōu)點外，不僅能實現(xiàn)雙向運行，還能大幅降低輸出電流紋波，且相間實現(xiàn)良好的均流效果。